Жара прошла, пора возвращаться к паяльнику и отложенным проектам. Первым делом нужно доделать мой "ДНР-КФ SA612". А для нужна цифровая шкала или, проще, говоря частотомер. И желательно после завершения проекта иметь возможность использовать частотомер в других конструкциях.
Исходя из этого и требования к формирователю импульсов: он должен работать от уровня входного сигнала 50-100 мВ и входной усилитель должен иметь более-менее равномерную АЧХ в полосе частот от 1 МГц до 30 МГц. Кроме того, этот блок должен оказывать минимальное воздействие на источник сигнала.
В первую очередь приходит на ум проверенная тысячами радиолюбителей схема из книги В.Г. Борисова и А.С. Партина "Практикум радиолюбителя по цифровой технике", вышедшей в 1991 году. И, хотя ей уже скоро исполнится 35, но до сих пор она у меня под рукой- спасибо прекрасному конструктору и популяризатору Виктору Гавриловичу Борисову.
Схема простейшая и работала более 15 лет в моем частотомере, описанном в той же книге.
Усилитель на транзисторе КТ3102, ограничитель на кремниевом диоде Д220 и триггер Шмита на легендарной 155ЛА3. Ох и помучил меня в свое время резистор R2: с помощью его нужно было установить на коллекторе напряжение равное примерно половине напряжению питания, т.е. около 2,5 В. Все дело в том, что настройка очень острая из-за высокого сопротивления нагрузочного резистора R4 и большого коэффициента усиления каскада. Лучше всего вместо R4 поставить подстроечник на 100 кОм, тем более, что они теперь не являются дефицитом.
Примерным аналогом нашего КТ3102 является 2N3904, только коэффициент немного меньше. Диод Д220 можно заменить очень распространенным 1N4148. Вот с этими деталями я сделал модель входного усилителя в LTspice.
Коэффициент усиления каскада от 25 дБ в начале диапазона до примерно 19 дБ в конце. Но, что меня заинтересовало, так это поведение сигнала на входе (нижняя синяя линия). Видно, что сигнал на верхней частоте упал почти на 5 дБ, по сравнению с значением на частоте 1 МГц. А ведь источник V1 выдает сигнал 100 мВ (-20 дБ) при выходном сопротивлении 50 Ом.
А если выходное сопротивление источника сигнала больше, например 500 Ом ?
Здесь еще отчетливей видно, что завал в верхней части диапазона сканирования объясняется не АЧХ самого каскада, а за счет падения входного сигнала.
Можно немножко подкорректировать схему данного каскада, но ее влияние на источник сигнала остается.
За счет введения ООС по переменному току (С4) и изменения номиналов входной цепи (R1C1) удалось выравнять АЧХ и практически полностью исключить влияние каскада на источник сигнала. Но это при его сопротивлении 50 Ом. А вот при сопротивлении источника 500 Ом картина иная.
Конечно, все гораздо лучше, чем на рис. 3, но тем не менее .... Остается только поставить на входе эмиттерный повторитель.
Вот и проблема исчезла. И общая АЧХ на выходе почти горизонтальная и влияния на источник практически нет. Увеличиваю выходное сопротивление источника до 1 кОм.
Завал в верхней части диапазона увеличился. А вообще, почему завал именно на высоких частотах? Значит там есть какая-то емкость, через которую утекает сигнал. Смотрим в даташит транзистора.
Вот они "дырочки" - это емкости эмиттер-база и коллектор база. По схеме они соединены параллельно (через источник питания, имеющего по умолчанию нулевое сопротивление). Итого получается 18пФ+4пФ = 22 пФ. И, если для частоты 10 МГц емкостное сопротивление более 700 Ом, то для частоты 30 МГц - всего 240 Ом.
Вывод: нужно выбирать транзистор с минимальными емкостями. а это СВЧ транзисторы, такие как 2SC3355, SS9018, а из наших КТ3126, КТ3127 и старые КТ316. Выбор большой.
Но чувствительность у приведенной на рис. 4 мне показалась недостаточной. Т.е одного транзистора в усилительном каскаде точно мало, да и выжимать все из него тоже не стоит - платой станет нестабильность. Поэтому я решил использовать пару комплементарных транзисторов ВС547 (n-p-n) и ВС557 (p-n-p). У ВС457 емкость Скбо = 1,5 рФ, а Сэбо = 11 пФ. Тут вполне подойдут и наши парочки: КТ315 и КТ361, а также КТ3102 и КТ3107, причем в этом случае подбирать транзисторы с одинаковым коэффициентом усиления совсем не нужно.
Схема, конечно, не такая простая, зато АЧХ практически идеальная и усиление 40 дБ (100 раз) во всем диапазоне, также никакого влияния на входной сигнал не наблюдается. Но это при сопротивлении источника сигнала 50 Ом. А вот какая она становится при увеличении этого сопротивления в 10 раз до 500 Ом.
Сравните с рис. 5: АЧХ более равномерно и на высших частотах не завал усиления, а наоборот, небольшой подъем. Увеличиваю сопротивление источника еще в два раза до 1 кОм.
В бОльшей части диапазона АЧХ осталась равномерной, только в области 28 МГц образовался небольшой горбик.
Немного о схеме. Применение комплиментарной пары транзисторов позволило построить усилитель с непосредственными связями и небольшим выходным сопротивлением. Транзисторы Q2? Q3 охвачены ООС по постоянному току через резистор R3. Это позволило стабилизировать режимы транзисторов и уменьшить влияние напряжения питания.
При изменении напряжения больше, чем в два раза, усиление остается стабильным.
Еще одно замечание по поводу коррекции АЧХ. В моей схеме оно происходит за счет частотозависимых элементов: С4, С5, L1. Также хочу отметить, что дроссель L1 оказывает корректирующее действие, только тогда. когда его индуктивное сопротивление для рабочей частоты больше, чем сопротивление R9 или соизмеримо с ним. Так, в данном случае на частоте 1 МГц индуктивное сопротивление дросселя 10 мкГн будет около 62 Ом и большого значения на усиление оказывать не будет. А вот на частоте 30 МГц его сопротивление будет уже около 1,8 кОм и для этой частоты уже сопротивление резистора R9 будет оказывать малое влияние на усиление. Тоже относится и конденсаторам С4 - С6.
Завтра постараюсь собрать этот усилитель и проверить его "в металле".
Всем здоровья и успехов!
