Всем привет. В этой статье соберем и просчитаем именитый иип на МС IR2153. Если набрать в поисковике название МС, выйдет не одна страница поисковика с предложением - простой иип на IR !. Между тем собирать полумостовой прямоход для УМЗЧ, на мой взгляд, не лучшая затея. Да, эту МС использовали на огромных мощностях даже японцы для своих усилителей. На фото иип от усилителя Ymaha :
Но, если мы посмотрим схему - они лишили ее всех недостатков а также отказались от прямохода. Перед нами LC резонанс с софтстартом и защитой. До этого мы дойдем позже. Ну а пока, определим для себя техническое задание.
Диапазон входного напряжения:
VAC 200 - 240 Вольт
Выходное напряжение и ток:
VDC + - 35 Вольт, I out 3.5A
Схема:
Определимся с параметрами по входу. Заявленная мощность 280 Ватт, если КПД примем за 0.8 тогда: 280/0.8=350 Ватт. Выпрямленное напряжение на входе:
Vmin=1.414*200=282.8 Вольт
Vmax=1.414*240=339.3 Вольт
И токи потребления от сети:
Iin(min)=350Ватт/339.3V=0.88A
Iin(max)=350Ватт/282.8V=1.23A
Ipk=k*Pout/Vin(min)=2.8*280/282.8=2.77 A (k=2.8 для полумостовых иип)
VDS1 возьму с запасом GBU406,также нужно учесть максимальный пусковой пиковый ток входного конденсатора при запуске иип и обратное напряжение. Далее для расчетов нам нужно просчитать трансформатор и определиться с частотой. Сердечник я возьму ER28/14/11 с сечением сердечника, Ae - 81.4 мм^2. Для уменьшения помех (с увеличением частоты повышаются динамические потери ключей, процессы связанные с паразитной составляющей схемы и трансформатора, также повышаются требование к печатной плате) оптимально использовать рабочие частоты не выше 45 кГц. В целях экономии, я возьму частоту 75 кГц и учту правила при разработке печатной платы и намотки трансформатора. Расчет первички трансформатора по формуле :
Np=Vin(min)*Dmax/2*ДB*Ae*f =282.8*0.407/2*0.2*81.4*75=47 витков.
где f - рабочая частота.
ДB - максимально выбранный размах индукции. Здесь стоит чуть остановиться. Ферритовый сердечник позволяет выбирать индукцию до 0.3 Тл, но у IR2153 нет режима софтстарта. Дело в том что, у полумостовых прямоходах в течении импульса магнитная индукция меняется от ДВ- до ДВ + по петле гистерезиса и выбирается рабочей до точки насыщения в 0.3 Тл ферромагнитов.
Здесь же, в случае отсутствия софтстарта, начальная индукция равна нулевой точке гистерезиса и когда период импульса имеет номинальную величину, рост индукции от нулевой точки гистерезиса может привести к насыщению трансформатора и выходу из строя ключей. Усугубляется это еще тем, что на выходе иип стоят разряженные конденсаторы фильтра, у которых сопротивление практически равно нулю. Проще говоря - мы грузим Омическое сопротивление трансформатора, прибавив к нему перемычку в виде конденсаторов с ШИМ под 50% заполнения в начальный момент пуска). Поэтому я беру максимальную индукцию меньше, в 0.2 Тл. Отчасти еще спасает большой DT у МС в 1.2 мкс и в тоже время понижает общий КПД преобразователя. Я на одном форуме, в свое время, предлагал сделать софтстарт таким образом:
Принцип прост, увеличение частоты приведет к большому сдвигу фазы, напряжения от тока и от основного резонанса и медленному росту намагничивания. Сейчас же, смысла этого всего, нет. Есть более продвинутые ШИМ контролеры и топологии. Поэтому не стоит удивляться - когда работала и вдруг хлопнула! - возможно электрики наконец добились положенного сетевого напряжения в 240 Вольт).
Dmax - максимальный коэффициент заполнения шим с учетом DT. Я вычислил так: период = 1/T далее делим на 2 (одна стадия рабочего цикла) T/2 отнимаем DT и делим на период. Можно это разложить так T/2-DT/T= 13мкс/2 = 6.5мкс , 6.5 - 1.2мкс/13 = 0.407 %
Я возьму 46 витков первички, удобнее делить на трансформаторе, тогда вторичка:
Ns=1.1*Vout+Np/Vin(min)*Dmax=1.1*35*46/200*0.814=10.8 витка, округлим и добавим виток на не учтенные потери - 12. С учетом двухполярного со средней точкой иип - 12+12 витков.
И самозапит: 12 витков*15 Вольт самозапита /35 Вольт(Vout)=5.14 округлим до 6 витков. Провода возьму с расчетом плотности тока 8А, с учетом динамического характера нагрузки и провод, что есть в наличии - 0.6мм. Расчет плотности тока я приводил в статье Вoost преобразователя. Расчет трансформатора конечно не полный, поэтому я стараюсь сверяться с программой. Рекомендуемый диаметр с учетом скин-эффекта от фирмы Power Integrations выглядит так:
Ключи выберем с учетом напряжения С-И не менее 400 Вольт, И учтем пиковый ток ключа: Ipk=K*Pout/Vin(min)=2.8*280/282.8=2.77А . Возьму транзисторы IRF740. Примерный расчет резистора и диода VD6-7 R9-7 я описывал в статье Boost преобразователя. Резисторы R8-10. Дело в том что емкости полевого транзистора З-И и З-С образуют практически делитель напряжения и при высокой скорости переключения и мощности, напряжение на затворе может превысить допустимое. Также транзистор может самопроизвольно открыться и рекомендуют ставить стабилитроны З-И. Я же здесь подстраховываюсь *заземлением*. Конденсатор С5 рассчитывается:
Сin=Iin(max)/8*Fin*Vpp=172 мкф, По совету радиолюбителей лучше рассчитывать 1мкф=1Ватт выходной мощности. В целях экономии платы и т.к. делаю макет под расчеты, не в целях использовать этот иип, я возьму 220 мкф. Как говорил общая моя задача, собрать наметки расчетов в кучу и закрыть для себя гештальт.
Конденсаторы делителя напряжения С11-12: Выбирается с учетом допустимых пульсаций 10% для пленочных конденсаторов и электролитов до 4%. Ток равен половине среднего тока трансформатора т. к. работают попеременно - один заряжается, второй разряжается за период шим. тогда:
IL=2D*1/K*Iout=0.67A(K-коэф. трансформации,Iout=4А (70В*4=280Ватт)).
С=I*D/8*f*Upp= 0.335*0.407/8*75*5=450нф или 470нф 400В. Я возьму в наличии у меня 1мкф .(I- средний ток деленный на 2, Upp- 5 Вольт пульсаций.)
L2 - ДГС(дроссель групповой стабилизации)-Дает преимущество в виде перекрестной стабилизации выхода и в то же время экономит место. (мотается встречно-параллельно) Если примем размах амплитуды напряжения в 10 Вольт то минимальная индуктивность одной обмотки:
Lout=(Vin(max)-Vout)*T/1.4*Imin=(45-35)*6.3/1.4*1=45 мкГн
(Imin- мин ток, 6.3 мкс время стадии работы ключа) Здесь стоит чуть остановиться. Дроссель практически задает *тон* работы прямохода, именно он ограничивает ток и в тоже время *подпитывает* конденсаторы фильтра во время паузы. Без дросселя в этой топологии иип, преобразователь будет работать на емкостную нагрузку с большими пиками тока, что приведет к перегрузке иип. Дело в том что, при открытии ключа, токи прямые по отношению к выходным диодам, потому эту топологию называют полумостовой прямоход. Поэтому жалеть здесь витки не стоит. Расчет витков на кольце я приводил в статье по step-down преобразователю. Я возьму сердечник Т106-26 и провод в 1 мм.
Конденсаторы фильтра С16-19 по формуле:
Cout= Iout*T/Vpp=3.5*6.3/0.05=441 мкф(Iout-ток полуплеча, Vpp-максимальные пульсации) Я возьму 2 емкости по 470 мкф для снижения ESR и зашунтирую пленкой. Скажу свое скромное мнение по поводу применения конденсаторов на выходе иип для УМЗЧ. Нарастание тока прямохода идет пило образно и балом правит дроссель ограничивая ток вторички, он стоит последовательно. То есть постоянная времени заряда емкости при любой нагрузки будет постоянна. А теперь возьмем наш случай - допустим идет динамическая нагрузка в 40 Гц и чуйка нашей акустики под 90 Дб. Период нагрузки будет составлять 25 мс. То есть - нашему иип надо будет зарядить емкость, если я возьму 2000 мкф и импеданс 1 Ом то = 2 мс, но - если при этом необходимый ток будет в 35 А! Практически нашему иип придется за это время перезаряжать конденсатор 10-ки раз, а учтем при этом ERS ? И выход здесь остается один - либо наращивать вых. емкость, что в данном иип не возможно, т.к. постоянная времени будет велика и из-за отсутствия софстарта он может просто выйти из строя со всеми присущими фейерверками. Либо наращивать мощность - однако с учетом ВА иип, что я приводил в статье по блоку питания к УМЗЧ - картина становиться совсем печалькой. Отчасти можно помочь тем, если мы увеличим входную емкость преобразователя. Да, я не говорю конечно про наши обычные бумбоксы стоящие практически у всех на кухне, этот иип справиться в легкую. Мне проще привести пример из своего опыта. Когда то, будучи мало опытным, собрал усилитель на основе схемотехники Дорофеева и купил к нему иип. Подключил к нему одну колонку s90 и никак не мог понять - почему когда я включаю тяжелую музыку мой иип, мощностью 300 Ватт на основе полумоста с драйвером sg3525 - вырубается по защите ? как и говорил - это мое скромное мнение - топология полумостовой прямоход - не подходит для качественного УМЗЧ.
VDS2- Выбирают исходя из-напряжение диодов моста=равно удвоенному напряжению Vout. По току выбирают- Imax= Iout и + половина амплитуды тока вых дросселя. Я возьму быстрые HER508 что есть в наличии.
TO1-защита. Время включения тиристора 2мкс, это меньше работы одной стадии ключа в 6.3 мкс. Выбор такой защиты дал мне сократить схемотехнику.
Далее мы продолжим во второй части, где я до конца выложу расчеты и проверю на практике идею запуска иип, которая состоит в том чтобы отказаться от *кипятильников* по питаю МС. Также выложу осциллограммы получившегося иип и нагрузки. Ну а пока:
Всем Спасибо.
