Столкнулся я тут с небольшой задачей при разработке аппаратного IGBT ключа для управления тормозным резистором применительно к частотному преобразователю. Идея моя состояла в том, чтобы сделать аппаратное устройство, следящее за напряжением некоторой шины постоянного тока и при превышении на ней напряжения открывать транзисторный ключ и «сбрасывать» излишки на мощном сопротивлении.
Задача выглядит очень просто, нам нужен компаратор, который будет сравнивать напряжение шины с некоторым пороговым напряжением и в случае превышения подавать сигнал на драйвер и далее на IGBT. Но в ходе реализации я понял, что это очень интересная и не всегда очевидная схемотехника.
Итак, компаратор это электронное устройство, в нашем случае интегральная микросхема с двумя входами, инвертирующем (-) и неинвертирующем (+) и одним выходом (Out).
Принцип работы до безобразия прост — если напряжение на входе (+) превышает напряжение на входе (-), то выход компаратора будет установлен в высокий логический уровень, если более конкретно то выход будет подтянут к плюсу питания. Если же наоборот, напряжение на входе (-) больше напряжения (+), то выход будет подтянут к общему проводнику.
При питании компаратора двухполярным источником напряжения логика аналогична, за исключением того, что уровень 0 теперь станет равен отрицательному питанию.
Итак, перейдем к практической реализации, для этого воспользуемся программой схемотехнического моделирования Microcap 12. В качестве компаратора будем применять, пожалуй, самую распространенную микросхему среди компараторов LM393.
Заранее стоит отметить, что LM393 имеет на выходе открытый коллектор и поэтому для корректной работы применительно к любому варианту в схему должен быть добавлен подтягивающий резистор. Номинал этого резистора строго не оговорен, но при практическом применении я выбираю его в пределах единиц кОм, в зависимости от напряжения питания чтобы ток при открытом транзисторе получался порядка нескольких миллиампер.
Итак, для начала протестируем модель и проверим два утверждения, которые я сделал ранее, про состояние выхода в зависимости от напряжения на входах.
По итогам моделирования мы видим точное значение питания при закрытом выходном транзисторе и напряжение порядка 75мВ при открытом выходном транзисторе.
Это говорит нам о том, что в открытом состоянии он обладает некоторым конечным, не нулевым сопротивлением. Это небольшое напряжение и, в целом, не принципиально для применения, но все же его стоит учитывать при точных расчетах состояния.
С другой стороны сопротивление закрытого транзистора много больше подтягивающего резистора 9,1кОм и оно не оказывает никакого влияния на выход.
Итак, перейдем к моделированию реальной схемы, где напряжение на входе и опорное напряжение формируется резистивными делителями. Как я уже говорил, схема будет служить для ограничения возрастания высокого напряжения на шине постоянного тока. Верхний предел по напряжению выберем равным
√2 * 230 + 10% ≈ 360В
Чтобы высокое напряжение не повредило вход компаратора мы предварительно разделим его на R1 и R2 с коэффициентом деления равным 200.
Можно заметить, что итоговый коэффициент деления оказывается не точно равен 200, это связано с наличием не бесконечного сопротивления входа V(+), что вносит свою небольшую поправку.
Можно даже из этих данных его примерно оценить в районе 20МОм, хотя это может значительно варьироваться в реальности. А в остальном полученные результаты полностью совпадают с выше описанным принципом работы.
Завершая анализ по постоянному току можно посмотреть мощности, рассеиваемые на электронных компонентах. Особо тут меня волновал высоковольтный делитель. При сопротивлении 1МОм будет рассеиваться примерно 128мВт, что в целом допустимо для корпуса 1206 (0,25Вт), а учитывая то что в реальной схеме это сопротивление будет набираться несколькими резисторами, то эту рассеиваемую мощность можно считать незначительной.
Дальше посмотрим на моделирование переходных процессов для этого включим в схему генератор треугольного сигнала.
Уровни переключения будут точно совпадать с опорным напряжением (Ref) на входе V(-).
А теперь самое интересное включим в нашу модель толику реальности, когда напряжение на входе зашумлено некоторыми паразитными сигналами. В моем случае все упрошено до подмеса во входной сигнал белого шума.
И вот теперь ситуация приобретает совсем иной оборот. Ранее идеальная характеристика переключения теперь у порога компарации превратилась в множество хаотичных переключений которые еще называют дребезгом. Это определенно приведет к нестабильной работе устройства.
Существует несколько способов борьбы с этим явлением и первым рассмотрим фильтрацию входного сигнала. Для этого введем в схему конденсатор С1 емкостью 10нФ.
Результаты показывают, что проблема решена и переход уровней опять происходит один раз, но у этого метода есть значительный недостаток. Происходит сужение частотной полосы входного сигнала. Наша схема теперь будет очень медленно реагировать на быстрое изменение входного напряжения и при некоторых обстоятельствах это может привести к некорректной работе слишком медленной реакции схемы.
Численно это может быть выражено по амплитудно-частотной характеристике RC фильтра.
Так при емкости 10нФ и сопротивлении 1МОм, полоса сигнала будет составлять всего 15Гц, что очевидно недостаточно для работы на скоростях частотного преобразователя в 100-200Гц.
Вторым методом борьбы с дребезгом переключения является введение в схему гистерезиса, когда поведение системы будет в том числе определятся её прошлыми состояниями. При этом в схему добавляются резисторы R5 и R6.
Формулы расчета приведены, например, в справочном документе Analog Devices, там, в том числе, даны варианты для инвертирующего компаратора, а так же при двухполярном питании.
Я подобрал сопротивления резисторов для гистерезиса порядка 5% от диапазона входного сигнала и результаты моделирования опять показывают хороший результат.
То есть этого значения вполне достаточно что бы полностью устранить влияние помехи.
Исходя из формулы гистерезиса видно, что его величина определяется отношением резисторов R3 и R4 (для моей модели это резисторы R6 и R5) как:
HYST = R3*(VOH — VOL)/R4 = 100к*(15-0,1)/10M = 0,149V
Уровни компарации у меня получились:
VTH = ((100k +10M)*1,8V — (100k*0,1V))/10M = 1,817V
VTL = ((100k +10M)*1,8V — (100k*15V))/10M = 1,668V
Из этого гистерезис находиться аналогично как:
HYST = VTH — VTL = 1,817V — 1,668V= 0,149V
При этом моделирование показало весьма точное совпадение с расчетом.
В заключение можно объединить два хороших метода в одной схеме и получить большую надежность при этом снизив емкость С1 до 1нФ мы расширим рабочую полосу до примерно 150Гц, чего вполне достаточно.
В заключение приведу параметры блока генератора шума и генератора треугольника для возможности повторения экспериментов, а так же реальную осциллограмму компаратора с гистерезисом для примера.
С наилучшими пожеланиями
Ваш TDA, 09/2020