Вступление.
Совершенно случайно наткнулся на информацию, что Боб Корделл выложил в свободный доступ на своём сайте файл статьи из книги “Designing Audio. Power Amplifiers”, в которой подробно описывает усилитель, разработанный им для энтузиастов, увлечённых самостоятельным конструированием усилителей и подобными аудиопроектами.
Поскольку некоторое время назад я уже публиковал схему и плату, собранные по мотивам фрагмента из его видео на YouTube, где он лишь мельком показывал этот усилитель, пройти мимо такой находки я, конечно, не смог. Скачал и перевел этот файл, часть из которого публикую ниже. Весь файл, переведенный на русский язык, будет доступен по ссылке.
Усилитель мощности
Конструкция усилителя BC-1 была рассмотрена во втором издании книги "Проектирование аудио. Усилители мощности". Здесь он описывает, что требуется для сборки полноценного и работающего усилителя, подробно описывая усилитель мощности BC-1. Также рассматривает вопросы сборки и тестирования. Несмотря на относительную простоту схемы, усилитель демонстрирует весьма достойные характеристики и спроектирован с учетом требований к надежности и долговечности.
Усилитель построен на двух парах выходных транзисторов и обеспечивает выходную мощность около 125 Вт на нагрузке 8 Ом при напряжении питания ±52 В (под нагрузкой). Конструкция легко масштабируется как для меньшей, так и для большей выходной мощности: для этого достаточно изменить напряжение питания и, при необходимости, увеличить число выходных транзисторных пар. При мощности свыше 150 Вт рекомендуется также использовать более эффективный теплоотвод. Основные эксплуатационные характеристики усилителя включают:
· 125 Вт при нагрузке 8 Ом с шинами питания ± 52 В
· THD + N на полной мощности 0,0006% - при частоте 1 кГц, 0,007% - при частоте 20 кГц
· Невзвешенный SNR 105 дБ в полосе пропускания шума 80 кГц Плотность шума на входе 7,5 нВ \ Гц
· Высокая нагрузочная способность по току
· Стабильность и высокие характеристики при нагрузке 2 Ома
· Масштабируемость для более мощных реализаций
Базовая конструкция
Схема интерфейса показана на рисунке 1. Особенности включают в себя:
· Коэффициент усиления установлен на 29 дБ, так что при 1 Vrms выдает 100 Вт при 8 Ом
· Выходной каскад с тройным эмиттерным повторителем Локанти
· Квазидифференциальный вход / обратная связь
· Диодные ограничители, подключенные параллельно конденсатору в цепи обратной связи, обеспечивают защиту при аварийных режимах.
· Диодные ограничители на входной дифференциальной паре для защиты транзисторов
· Диодные ограничители на выходах дифференциального входного каскада (IPS), обеспечивающие более мягкое и чистое ограничение сигнала при перегрузке.
· Единичная частота усиления петли обратной связи (ULGF) — 1 МГц.
· Цепь Цобеля на выходе каскада усиления напряжения (VAS) для повышения устойчивости усилителя.
· Двойной узел термокомпенсации смещения на Vbe-множителях с шунтирующим (накопительным) конденсатором.
· Диоды ограничения тока между узлом смещения и шинами питания выходного каскада.
· Быстродействующие (относительно) выходные транзисторы MJL3281/MJL1302.
· Диодная защита от переполюсовки питающих шин.
· Многоступенчатая развязка цепей питания.
· Комплексная защита усилителя и акустических систем.
· Отключение выходного сигнала при включении и выключении питания (mute)
Интерфейс: IPS, VAS и предварительные драйверы
Интерфейс усилителя, включающий входной каскад (IPS), каскад усиления напряжения (VAS) и выходной каскад (OPS) показаны на рисунке 1. Рисунок включает в себя всю схему усилителя вплоть до предварительных драйверов. У автора она реализована на отдельной плате. выходной каскад, включая драйверы, реализован на второй плате, которая установлена на радиаторе. Схемы защиты реализованы на третьей плате. Комплект плат предлагается к покупке у автора (ссылка на лот есть в файле).
Входная часть.
Основную часть усилителя мощности можно рассматривать как операционный усилитель. При внимательном анализе входной цепи и цепи обратной связи нетрудно заметить, что усилитель сконфигурирован по схеме, близкой к дифференциальному усилителю на одном операционном усилителе. Такое решение обеспечивает определённое подавление синфазных помех, присутствующих как на проводнике «земли» (экране), так и на сигнальном проводнике входного кабеля.
Первый входной фильтр нижних частот, образованный R2 и C1, имеет два назначения. Во-первых, это обеспечивает отсечения «мусора» на частоте 23 МГц - первая линия защиты от высокочастотных электромагнитных помех на входе. Во-вторых, такая схема согласует входное соединение по высокочастотным составляющим сигнала, нагружая кабель сопротивлением, близким к его волновому сопротивлению. Номинал 68 Ом выбран как компромисс между наиболее распространёнными значениями волнового сопротивления экранированных кабелей — 50 и 75 Ом.
Второй, более традиционный входной фильтр нижних частот образован элементами R4 и C3 и имеет частоту среза около 720 кГц.
Неполярный электролитический разделительный конденсатор 10 мкФ и резистор смещения 27 кОм задают нижнюю граничную частоту усилителя порядка 0,6 Гц. Резистор R1 (4,7 Ом) изолирует сигнальную землю входного разъёма RCA от общей земли источника питания, что способствует снижению влияния контуров заземления.
Резистор обратной связи R6 номиналом 1 кОм подключён к земле разъёма RCA через неполярный электролитический конденсатор C4 ёмкостью 220 мкФ. Такое решение, в сочетании с небольшим ослаблением сигнала, вносимым цепью R4–R5, придаёт усилителю некоторые свойства дифференциального входа и улучшает подавление синфазных помех.
Резистор цепи обратной связи выполнен в виде двух последовательно соединённых металлоплёночных резисторов мощностью по 1 Вт (R7 и R8). Это позволяет снизить влияние температурного дрейфа и нелинейностей резисторов в одном из наиболее ответственных узлов схемы. Резистор R6 также выбран металлоплёночным мощностью 1 Вт.
Совместно эти резисторы задают коэффициент усиления по напряжению в замкнутом контуре, равный 27,3. При этом не учитывается дополнительное ослабление около 0,5 дБ, вносимое цепью R4–R5.
Относительно низкое сопротивление цепи обратной связи обеспечивает удачный компромисс между низким уровнем собственных шумов усилителя и достаточно высоким входным сопротивлением, составляющим около 28 кОм.
Цепь обратной связи образована двумя последовательно соединёнными резисторами: R7 (13,3 кОм) и R8 (14 кОм). Благодаря близким номиналам этих резисторов в точке их соединения формируется практически средний отвод цепи обратной связи. Эта точка может использоваться при измерении фазового и амплитудного запасов устойчивости усилителя, о чём будет рассказано далее.
Для дополнительного снижения уровня шумов можно уменьшить общее сопротивление цепи обратной связи. Однако в этом случае потребуется соответственно уменьшить сопротивление входного резистора, обеспечивающего путь для входного тока смещения, чтобы сохранить минимальное смещение по постоянному току на выходе усилителя.
Сопротивление входного резистора R5 выбрано равным эквивалентному сопротивлению цепи обратной связи. Это позволяет компенсировать влияние входных токов базы транзисторов дифференциального каскада при условии, что их параметры достаточно близки.
При токе коллектора 1 мА и коэффициенте передачи тока (β) около 100 базовый ток каждого входного транзистора составляет примерно 10 мкА. Протекание такого тока через сопротивление 27,4 кОм вызывает падение напряжения около 274 мВ.
Если коэффициенты передачи тока транзисторов входной пары отличаются не более чем на 10 %, возникающее напряжение смещения на выходе усилителя составит всего около 27 мВ. Этот пример наглядно показывает важность подбора транзисторов входной дифференциальной пары по коэффициенту β для получения малого выходного смещения по постоянному току.
Цепь обратной связи
Неполярный электролитический конденсатор C4 в цепи обратной связи обеспечивает единичный коэффициент усиления по постоянному току. Благодаря этому минимизируется постоянное напряжение смещения на выходе усилителя.
Конденсатор C4 ёмкостью 220 мкФ и рабочим напряжением 100 В совместно с резистором R6 формирует нижнюю граничную частоту около 0,7 Гц. Высокое рабочее напряжение конденсатора позволяет существенно снизить уровень нелинейных искажений, связанных с электролитическим диэлектриком.
В данной конструкции используется специализированный аудиоконденсатор Nichicon UKZ2A221MHM, предназначенный, в частности, для применения в разделительных фильтрах акустических систем. Тем не менее, в ответственных узлах схемы электролитические конденсаторы нередко шунтируют плёночными конденсаторами для улучшения высокочастотных характеристик.
Хотя на принципиальной схеме это не показано, конденсаторы C2 и C4 дополнительно зашунтированы полипропиленовыми конденсаторами ёмкостью 1 мкФ. Шунтирование C4 не только улучшает его высокочастотные свойства, но и уменьшает влияние собственной индуктивности конденсатора на работу цепи обратной связи.
Диоды D1 и D2, подключённые параллельно конденсатору C4, выполняют защитную функцию. В случае аварии, например при пробое выходного каскада и появлении на выходе напряжения одной из шин питания, они ограничивают напряжение на конденсаторе. Несмотря на то, что C4 рассчитан на напряжение до 100 В, такое аварийное напряжение может привести к повреждению входного каскада усилителя.
Входной каскад (IPS)
Усилитель построен на основе входного дифференциального каскада с эмиттерной деградацией (длиннохвостая пара, LTP) на транзисторах Q1 и Q2, нагруженного токовым зеркалом. Каскад усиления напряжения (VAS) выполнен по схеме Дарлингтона (рис. 1). Ток дифференциальной пары составляет 2 мА, а сопротивления эмиттерной деградации имеют номинал 220 Ом.
Диоды D3 и D4, включённые между базами транзисторов входной пары, защищают переходы база—эмиттер от чрезмерного обратного напряжения. В аварийных режимах на одном из транзисторов дифференциального каскада может возникнуть значительное обратное смещение перехода база—эмиттер, что способно привести к его пробою. Для транзисторов 2N5551 напряжение такого пробоя составляет всего около 6 В. Работа транзистора в режиме пробоя перехода база—эмиттер может вызвать ухудшение коэффициента передачи тока (β) и даже необратимое повреждение устройства.
В качестве защитных диодов используются 1N4149 — близкий аналог широко распространённых 1N4148, отличающийся меньшей ёмкостью перехода.
Источники тока входного каскада и каскада усиления напряжения питаются от общего промежуточного стабилизированного напряжения около 25 В, дополнительно фильтруемого конденсатором C8.
Токовое зеркало на транзисторах Q3 и Q4 дополнено вспомогательным эмиттерным повторителем Q5, который обеспечивает базовый ток транзисторов зеркала. Такое решение повышает точность работы токового зеркала и способствует выравниванию постоянных напряжений на коллекторах транзисторов входного дифференциального каскада.
Это особенно важно, поскольку двухтранзисторный каскад Дарлингтона VAS требует дополнительного падения напряжения порядка двух напряжений база—эмиттер (2Vbe). Для сохранения симметрии схемы падения напряжения на эмиттерных резисторах токового зеркала и каскада VAS выбраны одинаковыми.
Выравнивание коллекторных напряжений входной пары позволяет использовать встречно-параллельно включённые диоды D5 и D6 (1N4149), подключённые к коллекторам транзисторов входного каскада. Эти диоды ограничивают размах напряжения при перегрузке и делают процессы ограничения сигнала более симметричными.
В результате уменьшаются артефакты, возникающие при клиппировании сигнала, а также ограничивается чрезмерный ток через транзистор Дарлингтона Q11 каскада VAS при отрицательном ограничении выходного сигнала.
Конденсатор C7 ёмкостью 470 пФ подключён между базой и эмиттером вспомогательного транзистора Q5. На высоких частотах он снижает влияние этого транзистора на работу токового зеркала, улучшая локальную устойчивость схемы без заметного ухудшения её полосы пропускания.
Кроме того, C7 уменьшает высокочастотное взаимодействие между частотной коррекцией токового зеркала и миллеровской коррекцией каскада усиления напряжения, что дополнительно способствует устойчивой работе усилителя.
Каскад усилителя напряжения (VAS)
Двухтранзисторный каскад усиления напряжения (VAS) обладает высокими характеристиками благодаря быстродействию и слабому проявлению эффекта Эрли у основного транзистора Q12 типа 2SC3503.
Ограничение тока в каскаде VAS осуществляется транзистором Q10 (2N5551). При напряжении база—эмиттер около 0,66 В и совместной работе с резистором R21 номиналом 47 Ом обеспечивается ограничение тока на уровне примерно 30 мА.
Эмиттерный повторитель Q11, входящий в состав двухтранзисторного каскада VAS, в некоторых режимах может подвергаться значительным токовым перегрузкам, особенно при отрицательном ограничении выходного сигнала (negative clipping).
В обычной схеме при возникновении отрицательного клиппирования выход входного дифференциального каскада (IPS) стремится ещё сильнее открыть транзистор VAS. Этот эффект особенно выражен при использовании токового зеркала в качестве нагрузки входного каскада. В такой ситуации практически весь ток «хвоста» дифференциальной пары направляется в базу первого транзистора двухтранзисторного каскада VAS.
В результате этот транзистор начинает отдавать значительный ток через свой эмиттер в базу насыщенного транзистора VAS. Далее ток протекает через его эмиттерную цепь и его эмиттерный резистор. При этом импульсный коллекторный ток первого транзистора VAS может превышать 20 мА.
Поскольку на данном транзисторе в этот момент присутствует практически полное напряжение питания, возникают ограничения, связанные с областью безопасной работы (SOA). Для предотвращения подобных перегрузок в цепь базы транзистора VAS включён резистор R21, работающий совместно с ограничительными диодами на выходе входного каскада (IPS).
Ограничение размаха напряжения на выходе входного дифференциального каскада (IPS) с помощью коллекторных ограничительных диодов уменьшает ток, который может протекать через транзистор Q11. Это достигается благодаря падению напряжения на эмиттерном резисторе каскада VAS.
При отрицательном ограничении выходного сигнала напряжение на входе Q11 возрастает лишь на величину прямого падения напряжения на одном диоде. Однако одного этого ограничения недостаточно для надёжного снижения коллекторного тока Q11.
Для дополнительной защиты последовательно между эмиттером Q11 и базой Q12 включён резистор R21 номиналом 47 Ом. Когда насыщенный транзистор Q12 начинает потреблять избыточный базовый ток, через R21 возникает падение напряжения, которое автоматически ограничивает ток через Q11. Благодаря этому максимальный ток Q11 уменьшается до безопасного значения около 6 мА.
При напряжении питания ±52 В мгновенная рассеиваемая мощность транзистора Q11 в этом режиме не превышает примерно 300 мВт.
Конденсатор частотной коррекции C9 ёмкостью 27 пФ задаёт единичную частоту усиления петли обратной связи (ULGF) на уровне чуть менее 1 МГц. Для обеспечения максимальной линейности рекомендуется использовать в качестве C9 керамический конденсатор типа C0G (NP0) с рабочим напряжением не менее 100 В.
Для повышения устойчивости усилителя на частотах выше единичной частоты усиления к выходному узлу каскада VAS подключена цепь Цобеля, образованная элементами C12 и R28. Эта цепь обеспечивает сохранение положительного активного характера импеданса в данном узле даже на очень высоких частотах. Особенно полезным такое решение оказывается при использовании трёхкаскадных выходных составных повторителей (Triple EF). Цепь Цобеля практически не влияет на общую систему частотной коррекции усилителя и лишь незначительно снижает скорость нарастания выходного сигнала (slew rate). Следует отметить, что при положительном ограничении сигнала миллеровская обратная связь вокруг каскада VAS фактически перестаёт действовать. В результате выходное сопротивление каскада VAS может существенно возрасти, что потенциально способно вызвать неустойчивость выходного каскада. Цепь Цобеля на выходе VAS предотвращает возникновение этого эффекта.
Эмиттерный резистор предвыходного каскада выполнен в виде двух одинаковых последовательно соединённых резисторов R29 и R30. Точка их соединения образует центральный отвод, предназначенный для проведения измерений и настройки. Через неё можно замкнуть петлю общей обратной связи непосредственно с выхода предвыходного каскада. Такое решение особенно удобно при автономной проверке входной платы усилителя без подключения выходного каскада. Кроме того, оно позволяет измерять искажения выходного каскада в режиме разомкнутой петли обратной связи (open-loop distortion).
Узел смещения (Bias Spreader)
В отличие от простого Vbe-множителя, применяемого во многих усилителях, в данной конструкции используется двухтранзисторный узел смещения на транзисторах Q13 и Q14, представляющий собой два последовательно включённых Vbe-множителя.
Если предвыходные, драйверные и выходные транзисторы установлены на одном общем радиаторе, то для температурной компенсации обычно достаточно одного Vbe-множителя, транзистор которого также размещается на этом радиаторе. В таком случае все силовые элементы имеют примерно одинаковую температуру корпуса, что обеспечивает приемлемую стабильность тока покоя.
В рассматриваемой конструкции выбран иной подход. Предвыходные транзисторы не устанавливаются на основной радиатор и работают при температуре, отличающейся от температуры драйверных и выходных транзисторов. Поэтому для них предусмотрена отдельная температурная компенсация с помощью собственного Vbe-множителя. Транзистор Q14 размещается на основном радиаторе, тогда как транзистор Q13 установлен непосредственно на печатной плате.
Двойной узел смещения построен на комплементарной паре Vbe-множителей, соединённых последовательно. Транзистор Q14 обеспечивает температурную компенсацию драйверного и выходного каскадов, а транзистор Q13 — компенсацию предвыходных транзисторов. В цепь Q14 включён подстроечный резистор для регулировки тока покоя.
В качестве транзистора Q14 используется NPN-транзистор 2SC3503 в корпусе TO-126. Он устанавливается непосредственно на корпус одного из выходных транзисторов и крепится тем же винтом, которым силовой транзистор фиксируется на радиаторе. Между поверхностями наносится теплопроводящая паста. Изолированный корпус TO-126 позволяет легко закрепить транзистор как на радиаторе, так и непосредственно на корпусе силового транзистора. Этот узел обеспечивает температурную компенсацию драйверных и выходных транзисторов, формируя напряжение смещения порядка четырёх падений напряжения база—эмиттер (≈4Vbe).
Второй Vbe-множитель выполнен на PNP-транзисторе 2SA1381 (Q13) в корпусе TO-126. Он установлен между предвыходными транзисторами на входной плате. Между всеми тремя транзисторами также используется теплопроводящая паста. Конструкция стягивается одним винтом с шайбами по обе стороны. Напряжение смещения этого узла составляет примерно 2Vbe и обеспечивает необходимый ток покоя предвыходного каскада.
Суммарная мощность, рассеиваемая предвыходными транзисторами, составляет около 1,3 Вт. Для отвода тепла на группу из трёх транзисторов установлен небольшой радиатор. В качестве альтернативы транзисторы Q13, Q15 и Q16 могут быть смонтированы на общей теплоотводящей пластине, которая одновременно выполняет функции небольшого радиатора.
Двухкаскадный узел смещения обеспечивает хорошую стабильность режима при прогреве усилителя и исключает воздействие значительных температурных колебаний основного радиатора на предвыходной каскад. Температура радиатора заметно зависит от выходной мощности усилителя, тогда как предвыходные транзисторы работают в классе А практически при постоянной рассеиваемой мощности. Поэтому нет необходимости подвергать их воздействию этих температурных изменений.
Использование двойного Vbe-множителя особенно полезно в усилителях с трёхкаскадным эмиттерным повторителем (Triple EF), поскольку в такой структуре последовательно включены шесть переходов база—эмиттер, и стабильность напряжения смещения становится критически важной.
В узел смещения включён конденсатор шунтирования необычно большой ёмкости — 1000 мкФ. Этот конденсатор выполняет роль своеобразного накопителя энергии и поддерживает напряжение смещения в тех случаях, когда ток через каскад усиления напряжения (VAS) падает до нуля во время положительного ограничения сигнала.
Такое решение позволяет существенно уменьшить влияние так называемого «проседания» узла смещения. При его возникновении напряжение смещения начинает постепенно уменьшаться вследствие разряда конденсатора, что может привести к временной ошибке установки тока покоя. После окончания режима ограничения этот эффект способен сохраняться ещё некоторое время, вызывая переходные искажения.
В усилителях с однотактным каскадом VAS подобное явление возникает только на одной полуволне сигнала, поскольку источник тока VAS не отключается при отрицательном ограничении. В двухтактных каскадах VAS оно может проявляться на обеих полуволнах.
Проседание напряжения смещения наиболее заметно при низкочастотных сигналах большой амплитуды. Например, на частоте 20 Гц длительность полупериода составляет 25 мс, и значительная часть этого времени может приходиться на режим ограничения сигнала. Если предположить длительность ограничения около 15 мс и считать допустимым снижение напряжения смещения не более чем на 26 мВ (что соответствует уменьшению тока покоя примерно вдвое), можно определить требуемую ёмкость накопительного конденсатора.
Основной причиной снижения напряжения смещения является разряд конденсатора через резисторы R23–R27 в условиях, когда во время положительного ограничения ток через транзисторы Vbe-множителя практически отсутствует. Если через резисторы Vbe-множителя протекает ток около 1 мА и используется конденсатор ёмкостью 1000 мкФ, падение напряжения смещения за время ограничения не превысит приблизительно 15 мВ.
Ограничение выходного тока
Для ограничения выходного тока используются две пары последовательно соединённых диодов 1N4149 (D7–D10), подключённых между выводами узла смещения и шинами питания выходного каскада. Автор также называет их flying catch diodes («перехватывающими» или «следящими» диодами). Эти диоды ограничивают напряжение на выходе каскада усиления напряжения (VAS) относительно соответствующей шины питания, когда падение напряжения на эмиттерных резисторах выходных транзисторов превышает заданное значение. В результате предотвращается дальнейшее увеличение выходного тока сверх установленного предела.
Рассмотрим случай, когда общее напряжение узла смещения составляет около 3,8 В, а прямое падение напряжения на диоде равно приблизительно 0,6 В. Чтобы ограничительные диоды начали проводить ток, потенциал одного из выводов узла смещения должен измениться примерно на половину напряжения смещения плюс падение напряжения на одном диоде. В данном случае это составляет около 2,5 В. При использовании эмиттерных резисторов сопротивлением 0,22 Ом максимальный ток каждого выходного транзистора ограничивается величиной около 11 А. Следует отметить, что защита от короткого замыкания допускает такой ток лишь на очень короткое время. Если перегрузка сохраняется дольше допустимого интервала, схема защиты отключает акустическую систему посредством выходного реле. Фактический порог ограничения будет несколько ниже расчётных 11 А, поскольку приведённая оценка не учитывает увеличение напряжения база—эмиттер выходных транзисторов при больших токах. Именно поэтому в схеме используются не одиночные, а две последовательно соединённые ограничительные диоды.
В усилителях с трёхкаскадным эмиттерным повторителем (Triple EF), где напряжение смещения составляет примерно шесть падений напряжения база—эмиттер (6Vbe), пара ограничительных диодов в отсутствие выходного тока находится под обратным напряжением около 3Vbe. Если выходной ток возрастает настолько, что вызывает изменение напряжения на одном из концов узла смещения, равное примерно 3Vbe плюс два прямых падения напряжения на диодах, ограничительные диоды открываются и препятствуют дальнейшему росту выходного тока.
Пять последовательно включённых p–n-переходов соответствуют напряжению около 3 В. Значительная часть этого напряжения прикладывается к эмиттерному резистору RE. Для RE = 0,22 Ом это соответствует току ограничения около 13,6 А на один выходной транзистор. Однако при столь больших токах появляется заметное падение напряжения на базовых резисторах, а также увеличивается напряжение база—эмиттер силовых транзисторов. Поэтому реальный порог ограничения оказывается ниже и составляет примерно 11 А на каждый выходной транзистор. При использовании двух параллельных пар выходных транзисторов суммарный выходной ток усилителя может кратковременно достигать приблизительно 22 А. Такой высокий порог ограничения позволяет усилителю на короткое время развивать выходное напряжение до 44 В даже при работе на нагрузку сопротивлением 2 Ом.
Выходной каскад: драйверы и выходные транзисторы
Схема выходного каскада и выходной цепи показана на рис. 2. Выходной каскад выполнен по схеме тройного эмиттерного повторителя Локанти (Locanthi Triple EF) и содержит две пары выходных транзисторов [1–3].
Сопротивление эмиттерных резисторов составляет 0,22 Ом. При выполнении критерия Оливера, которому соответствует падение напряжения 26 мВ на каждом эмиттерном резисторе, ток покоя каждой пары выходных транзисторов составляет около 118 мА. Такой режим позволяет уменьшить переходные искажения и расширить область работы усилителя в классе А. Максимальный выходной ток в режиме класса А составляет примерно четырёхкратный ток покоя, то есть около 472 мА. Это соответствует выходной мощности порядка 1 Вт на нагрузке 8 Ом.
Использование тройного эмиттерного повторителя играет важную роль в обеспечении высокой выходной мощности при низком уровне искажений. Во многих усилителях применяется лишь двойной эмиттерный повторитель (составной каскад Дарлингтона). Если коэффициент передачи тока драйверного транзистора равен 100, а выходного — 50, то суммарный коэффициент усиления по току такого каскада составит всего около 5000. На практике при больших выходных токах ситуация ухудшается ещё сильнее из-за снижения коэффициента передачи тока выходных транзисторов (β-droop). В результате нагрузка 8 Ом выглядит для высокоомного выхода каскада усиления напряжения (VAS) как эквивалентное сопротивление около 40 кОм. При выходной мощности 100 Вт каскад VAS должен отдавать в выходной каскад примерно 1 мА. Поскольку ток покоя каскада VAS составляет около 10 мА, такая нагрузка потребляет уже 10 % его рабочего тока и заметно изменяет режим работы каскада, что приводит к дополнительным нелинейным искажениям.
При работе на нагрузку 4 Ом и выходной мощности 200 Вт ситуация становится ещё менее благоприятной. В этом случае выходной каскад может потребовать от VAS уже 2 мА и более, а снижение коэффициента передачи тока выходных транзисторов при больших токах дополнительно увеличивает нагрузку на каскад усиления напряжения. Ещё более жёсткие условия возникают при работе на нагрузку 2 Ом, когда выходной каскад работает с ещё большими токами и ещё более выраженным падением коэффициента β. Это важно учитывать даже несмотря на то, что усилитель не предназначен для длительной работы с теоретической мощностью 400 Вт на нагрузке 2 Ом.
Тройной эмиттерный повторитель позволяет увеличить общий коэффициент усиления по току примерно в сто раз по сравнению с двойным эмиттерным повторителем. Если коэффициент передачи тока преддрайверного транзистора также равен 100, общий коэффициент усиления по току достигает примерно 500 000. В этом случае для обеспечения выходного тока 20 А в нагрузке 2 Ом каскаду VAS требуется отдавать всего около 40 мкА. Иными словами, даже при столь тяжёлом режиме работы выходной каскад представляет для VAS нагрузку порядка 1 МОм. Благодаря этому каскад усиления напряжения работает практически в неизменном режиме независимо от выходного тока усилителя, что способствует снижению нелинейных искажений.
Ещё одним достоинством схемы Локанти является то, что преддрайверный и драйверный каскады работают в режиме класса А. В отличие от некоторых других схем выходных каскадов, это дополнительно снижает уровень искажений и улучшает линейность усилителя в целом.
Драйверный и выходной каскады
Эмиттерный резистор драйверного каскада выполнен в виде двух одинаковых последовательно соединённых резисторов R36 и R37. Точка их соединения образует центральный отвод, предназначенный для проведения измерений и настройки усилителя.
Относительно высокий ток покоя драйверного каскада (около 30 мА) способствует быстрому закрыванию выходных транзисторов за счёт эффективного удаления накопленного заряда из их базовых областей. Для подавления возможных высокочастотных паразитных колебаний в цепь базы каждого выходного транзистора включены последовательно так называемые базовые демпфирующие резисторы (base stopper). Такие колебания могут возникать при параллельном включении нескольких пар выходных транзисторов. В данной конструкции используются металлооксидные резисторы сопротивлением 4,7 Ом и мощностью 1 Вт.
Эмиттерные резисторы выходного каскада должны выдерживать значительные токи и рассеивать заметную мощность. Кроме того, желательно, чтобы они обладали минимальной индуктивностью. Традиционно для этой цели часто применяются безындукционные проволочные резисторы мощностью 5 Вт. Однако в данном усилителе используются металлооксидные резисторы сопротивлением 0,22 Ом и мощностью 3 Вт. Такие резисторы обладают практически нулевой собственной индуктивностью и обеспечивают достаточный запас по рассеиваемой мощности. По этой причине от применения проволочных резисторов в данной конструкции было решено отказаться. Суммарную мощность, рассеиваемую эмиттерными резисторами, можно оценить исходя из того, что их эквивалентное сопротивление составляет часть общего сопротивления цепи нагрузки. При больших уровнях сигнала четыре эмиттерных резистора создают суммарное выходное сопротивление около 0,11 Ом. Это составляет примерно 2,8 % сопротивления нагрузки 4 Ом.
Если усилитель отдаёт в нагрузку 4 Ом мощность 250 Вт, то суммарная мощность, рассеиваемая всеми четырьмя эмиттерными резисторами, составит около 7 Вт, то есть менее 2 Вт на каждый резистор. Следует отметить, что такой режим возможен только при длительных испытаниях на полной мощности. Для эффективного охлаждения рекомендуется устанавливать эмиттерные резисторы вертикально либо на некотором расстоянии от печатной платы. Металлооксидные резисторы способны без повреждений выдерживать значительные кратковременные перегрузки по току. В приведённом примере каждый резистор должен кратковременно пропускать ток до 5,6 А при падении напряжения около 1,2 В, что соответствует мгновенной рассеиваемой мощности порядка 7 Вт.
Выходные транзисторы и защитные цепи
В выходном каскаде применяются силовые транзисторы MJL3281A и MJL1302A с максимальным напряжением коллектор—эмиттер 260 В, допустимым током коллектора 15 А и рассеиваемой мощностью 200 Вт.
Благодаря специальной многоэмиттерной структуре эти транзисторы обладают высокой граничной частотой передачи тока (около 30 МГц), а также меньшим снижением коэффициента передачи тока и граничной частоты при больших токах нагрузки. Кроме того, они характеризуются широкой областью безопасной работы (SOA). Диоды D11 и D12 подключены между выходом усилителя и шинами питания. Их задача — предотвратить возникновение опасного обратного напряжения на выходных транзисторах при работе на индуктивную нагрузку, когда выброс напряжения может превысить напряжение одной из шин питания. Диоды D13 и D14 подключены между шинами питания и общей точкой схемы и защищают усилитель от возникновения обратной полярности питания в аварийных ситуациях, например при отказе одного из плеч источника питания.
Развязка и фильтрация питания
Качественная развязка цепей питания является одним из важнейших условий стабильной работы мощного усилителя. В данной конструкции непосредственно возле выходных транзисторов установлены электролитические конденсаторы ёмкостью 1000 мкФ. Они уменьшают величину высокочастотных токов, протекающих по проводникам между усилителем и блоком питания. В результате большая часть переменных токов сигнала циркулирует локально через эти конденсаторы, а не через длинные проводники питания. Выводы конденсаторов, подключённые к общему проводу, объединены в одной точке, которая затем соединяется с основной шиной земли. Это способствует локальной циркуляции токов и уменьшает их влияние на общую систему заземления усилителя.
Все электролитические конденсаторы развязки дополнительно зашунтированы металлизированными полипропиленовыми конденсаторами ёмкостью 0,1 мкФ для улучшения высокочастотных характеристик. Развязка шин питания выполнена каскадно: от выходного каскада к драйверам, затем к преддрайверам и далее к каскадам IPS и VAS. Такое построение дополнительно повышает устойчивость тройного эмиттерного повторителя, уменьшая паразитную высокочастотную связь между выходными транзисторами и предыдущими каскадами усиления.
Низкое сопротивление RC-цепей развязки одновременно выполняет функцию демпфирующих цепей, аналогичных цепям Цобеля, подавляя высокочастотные резонансы, возникающие из-за индуктивности проводников питания.
Дополнительным преимуществом является более чистое и стабильное питание наиболее чувствительных каскадов усилителя — IPS и VAS. Падение постоянного напряжения на RC-цепях фильтрации выбрано менее 1 В, чтобы не уменьшать доступный запас напряжения для предварительных каскадов усилителя.
Выходная цепь
Основная RC-цепь Цобеля, образованная конденсатором C25 и резистором R48, создаёт для выходного каскада минимальную активную нагрузку на высоких частотах, способствуя устойчивой работе усилителя. Номиналы элементов этой цепи не являются критичными, однако в данной конструкции используются конденсатор 0,022 мкФ и резистор 10 Ом. Цепь Цобеля следует располагать как можно ближе к выходным транзисторам, минимизируя длину соединительных проводников и их паразитную индуктивность.
При выходном напряжении 31,6 В (действующее значение), что соответствует мощности около 125 Вт на нагрузке 8 Ом, резистор 10 Ом рассеивает примерно 0,6 Вт на частоте 40 кГц. Поэтому здесь применяется металлооксидный резистор мощностью 2 Вт, что позволяет избежать использования проволочного резистора, способного вносить нежелательную индуктивность. Такого решения вполне достаточно для нормальной эксплуатации усилителя и проведения испытаний на полной мощности вплоть до частот порядка 40 кГц. Резистор рекомендуется устанавливать с небольшим зазором над печатной платой для улучшения охлаждения. Разумеется, если усилитель войдёт в режим мощной паразитной высокочастотной генерации, этот резистор может перегреться и выйти из строя. Однако в подобной ситуации повреждение резистора будет далеко не самой серьёзной проблемой.
Выходная LR-цепь
Последовательная LR-цепь, состоящая из катушки L1 и резистора R49, обеспечивает устойчивость усилителя при работе на ёмкостную нагрузку, изолируя выходной каскад от неё на высоких частотах. Для данного усилителя оказалось достаточно индуктивности 1,5 мкГн и резистора 2,2 Ом. На частотах выше примерно 230 кГц эта цепь начинает вести себя преимущественно как активное сопротивление. На частоте 20 кГц реактивное сопротивление катушки составляет около 0,2 Ом. При работе на нагрузку 8 Ом это вызывает ослабление сигнала менее чем на 0,03 дБ, что практически не влияет на работу усилителя. Однако увеличение выходного сопротивления на высоких частотах приводит к уменьшению коэффициента демпфирования. На частоте 20 кГц его значение ограничивается примерно величиной 40.
Рассеиваемая мощность резистора R49
При испытаниях на высокой мощности и высоких частотах следует учитывать нагрев резистора R49. Например, при мощности 250 Вт на нагрузке 4 Ом и частоте 20 кГц на катушке индуктивности возникает напряжение около 1,6 В (действующее значение), что приводит к рассеянию в резисторе мощности порядка 1,2 Вт. Поскольку рассеиваемая мощность растёт пропорционально квадрату частоты, при непрерывной работе на полной мощности на частоте 40 кГц она достигает примерно 4,8 Вт. Поэтому здесь используется металлооксидный резистор мощностью 3 Вт. Автор исходит из того, что столь тяжёлые режимы возникают крайне редко, а отказ от проволочного резистора позволяет избежать нежелательной паразитной индуктивности.
Испытания на полной мощности при частотах около 40 кГц рекомендуется ограничивать примерно 20 секундами. Для нагрузки 2 Ом испытания на полной мощности желательно проводить лишь до частот порядка 30 кГц. Как и резистор цепи Цобеля, резистор R49 следует устанавливать с небольшим зазором над печатной платой для улучшения теплоотвода. Следует отметить, что при возникновении устойчивой высокочастотной генерации этот резистор также может перегреться. Однако в такой ситуации последствия для усилителя будут значительно серьёзнее, чем возможный выход резистора из строя.
Выходная катушка
Выходная катушка индуктивности L1 имеет индуктивность 1,5 мкГн и наматывается двенадцатью витками эмалированного медного провода диаметром 1 мм (AWG 18). Диаметр намотки составляет около 12,7 мм (0,5"), а длина катушки примерно равна её диаметру. Такая катушка может быть самонесущей и не требует каркаса. Не рекомендуется наматывать катушку непосредственно на резистор R49 — распространённый, но далеко не лучший приём. Для фиксации витков желательно использовать лак, компаунд или иной демпфирующий состав, предотвращающий механические вибрации. Также можно применять самосклеивающийся обмоточный провод, клеевой слой которого активируется нагревом. Активное сопротивление катушки составляет около 10 мОм. Несмотря на столь малую величину, оно также вызывает определённые потери мощности. Например, при нагрузке 4 Ом сопротивление катушки составляет примерно 0,25 % от сопротивления нагрузки. Следовательно, при выходной мощности 250 Вт в катушке будет рассеиваться около 0,6 Вт. Это сравнительно небольшая величина, возникающая только при длительной работе на синусоидальном сигнале полной мощности. Катушку следует по возможности располагать вдали от ферромагнитных деталей конструкции — например, от стального корпуса усилителя.
Реле защиты акустических систем
Реле K1 выполняет сразу несколько функций:
· задержку подключения акустических систем при включении усилителя;
· отключение акустики при выключении питания;
· защиту от короткого замыкания;
· защиту громкоговорителей от постоянного напряжения на выходе усилителя.
Работа схемы управления реле рассматривается далее. Когда реле обесточено и его контакты разомкнуты, нормально замкнутый контакт соединяет выход усилителя с общим проводом. Такое решение помогает быстрее разрядить выходные цепи и подавить переходные процессы. Непосредственно на выходных клеммах усилителя установлена дополнительная цепь Цобеля (0,022 мкФ + 10 Ом). Она обеспечивает дополнительное демпфирование высокочастотных процессов со стороны акустической системы и способствует поглощению электромагнитных помех непосредственно в точке выхода усилителя. Кроме того, эта цепь частично подавляет выбросы напряжения при размыкании контактов реле и уменьшает искрение, если в момент отключения через контакты протекает ток. Диоды D15 и D16 ограничивают выбросы напряжения, возникающие из-за индуктивности акустической системы при отключении реле, не позволяя напряжению превысить уровень шин питания. В качестве реле рекомендуется использовать модель Song Chuan 507HN-1CH-S-24VDC. Оно рассчитано на коммутацию токов до 17 А и оснащено катушкой на 24 В, что делает его хорошим выбором для данного усилителя.
Компоновка выходного каскада
Коллекторные токи выходного каскада класса AB имеют выраженно нелинейный характер. При синусоидальном сигнале форма каждого из них близка к полуволне выпрямленного синусоидального тока. Такие токи создают переменные магнитные поля, которые могут наводить паразитные сигналы в других цепях усилителя и тем самым вызывать дополнительные искажения. Особенно чувствительными к подобным наводкам являются цепи обратной связи. При этом сумма коллекторных токов комплементарной пары выходных транзисторов (NPN и PNP) представляет собой практически линейное отображение выходного сигнала, поскольку именно эта сумма практически равна току нагрузки усилителя. Поэтому желательно, чтобы токи обоих транзисторов суммировались как можно ближе к самим транзисторам, а соединяющие их проводники имели минимальную длину и образовывали контуры минимальной площади.
Не менее важно свести к минимуму протекание этих нелинейных токов по шинам питания и общему проводу. В идеальном случае транзисторы каждой комплементарной пары должны располагаться рядом друг с другом на одном радиаторе. Их коллекторные цепи следует соединять максимально короткими проводниками, обеспечивая хорошую высокочастотную связь между ними. В конструкциях с несколькими парами выходных транзисторов нередко все NPN-транзисторы располагают на одной стороне радиатора, а все PNP-транзисторы — на другой. Однако такое решение нельзя считать оптимальным. В этом случае пути протекания токов положительного и отрицательного плеч питания до точки их суммирования оказываются длиннее, что увеличивает площадь токовых контуров и способствует возникновению паразитных магнитных связей. При проектировании усилителя всегда следует помнить, что ток стремится протекать по пути с наименьшим импедансом. Поэтому грамотная компоновка силовых цепей зачастую не менее важна для качества звучания и устойчивости усилителя, чем выбор самой схемотехники.
Радиатор и тепловой режим
Размер радиатора должен быть выбран таким образом, чтобы температура выходных транзисторов не превышала допустимых значений даже в наиболее тяжёлых предполагаемых режимах работы усилителя. Практическим критерием выбора радиатора можно считать условие, при котором его температура не превышает 60 °C при длительной работе усилителя на мощности, составляющей одну треть от номинальной, на нагрузку 8 Ом. Такой подход является достаточно консервативным и соответствует первоначальным требованиям Федеральной торговой комиссии США (FTC) к испытаниям усилителей мощности. При работе на нагрузку 4 Ом этот критерий становится менее строгим, поскольку тепловая нагрузка на выходной каскад возрастает.
Температура радиатора около 60 °C считается приемлемой с точки зрения безопасности: к такому радиатору можно прикоснуться и удерживать руку в течение нескольких секунд без риска ожога. Кроме того, ограничение температуры радиатора этим уровнем позволяет поддерживать температуру кристаллов выходных транзисторов в разумных пределах, сохраняя необходимый запас по области безопасной работы (SOA). В данной конструкции на радиаторе установлен датчик температуры в корпусе TO-220. При достижении температуры радиатора 70 °C он отключает акустические системы посредством защитного реле. При желании вместо этого можно использовать термовыключатель, разрывающий цепь сетевого питания.
Типичный выходной каскад класса AB при работе на уровне одной трети номинальной мощности рассеивает в виде тепла около 46 % своей максимальной выходной мощности. Так, версия усилителя мощностью 150 Вт будет рассеивать примерно 70 Вт тепла при длительной работе с выходной мощностью 50 Вт на нагрузке 8 Ом. Если принять температуру окружающей среды равной 25 °C, то для ограничения температуры радиатора уровнем 60 °C его нагрев относительно окружающей среды не должен превышать 35 °C. Следовательно, требуемое тепловое сопротивление радиатора должно составлять примерно
R=~ 35/70 = 0,5 °C/Вт
Таким образом, для данного усилителя рекомендуется использовать радиатор с тепловым сопротивлением не более 0,5 °C/Вт.
Следует учитывать, что даже при использовании такого радиатора усилитель не предназначен для длительной работы на высокой средней мощности при нагрузке 4 Ом, а тем более 2 Ом. В этих режимах тепловая нагрузка на выходной каскад существенно возрастает и может привести к перегреву устройства.
Дополнительный распределитель тепла в цепи привода.
Для альтернативных физических конструкций, где драйверы не монтируются на главном радиаторе, транзисторы предварительного драйвера и задающий транзистор могут быть установлены вместе на общем радиаторе распределитель. Распределитель тепла может быть выполнен из куска алюминия размером 1” х 3” х 1/8”, ориентированного вертикально. Также можно использовать медную полоску. При работе с предварительными драйверами при 12 мА и драйверах, работающих при 30 мА, общая рассеиваемая мощность составляет около 5 Вт, если на шине напряжения равны ±58 В в условиях отсутствия сигнала. Здесь 𝑉𝑏𝑒 транзистор-мультипликатор для на теплораспределителе будут установлены предварительные драйверы, и предоставил бы около 4 𝑉𝑏𝑒 напряжения смещения.
Дополнительный теплоотвод для драйверного каскада
В альтернативных вариантах конструкции, где драйверные транзисторы не устанавливаются на основной радиатор усилителя, драйверы и преддрайверы могут быть смонтированы на общем теплоотводящем основании. В качестве такого теплорассеивателя можно использовать алюминиевую пластину размерами примерно 25 × 75 × 3 мм (1" × 3" × 1/8"), установленную вертикально. При необходимости вместо алюминия может применяться медная пластина. При токе покоя преддрайверов 12 мА и драйверов 30 мА суммарная рассеиваемая мощность составляет около 5 Вт при напряжении питания ±58 В в режиме отсутствия сигнала. В этом варианте конструкции транзистор Vbe-множителя, обеспечивающий температурную компенсацию драйверов и преддрайверов, также устанавливается на общий теплоотвод. Он формирует напряжение смещения порядка четырёх переходов база—эмиттер (≈4Vbe).
Схемы защиты
Система защиты усилителя выполняет несколько важных функций. Ограничение тока и защита от короткого замыкания предотвращают повреждение выходных транзисторов при аварийных режимах работы. Защита акустических систем предохраняет дорогостоящие громкоговорители от повреждения в случае неисправности усилителя, например при появлении значительного постоянного напряжения на выходе. Схема приглушения сигнала при включении и выключении питания предотвращает попадание в акустические системы характерных переходных импульсов («щелчков» и «ударов»), возникающих при включении и отключении усилителя. Кроме того, температурный датчик контролирует нагрев радиатора и отключает акустические системы при достижении опасной температуры.
Все защитные узлы выполнены на отдельной плате, которая может быть установлена поверх платы выходного каскада. Реле подключения акустических систем и его последовательный резистор размещены непосредственно на выходной плате. Для проведения испытаний без платы защиты предусмотрена перемычка, позволяющая подключить последовательный резистор к общему проводу и принудительно замкнуть реле. Для работы платы защиты требуется лишь небольшое количество сигнальных соединений с основным усилителем. Принципиальные схемы защитных устройств приведены на рисунках 3, 4 и 5.
Основные возможности системы защиты
· Ограничение выходного тока на уровне около 22 А, что позволяет усилителю кратковременно развивать мощность до 480 Вт на нагрузке 2 Ом.
· Реле подключения акустических систем.
· Защита от короткого замыкания.
· Защита от постоянного напряжения на выходе (DC Offset Protection).
· Контроль напряжений шин питания.
· Автоматическое приглушение сигнала при включении и выключении питания.
· Защита от перегрева радиатора.
Такой комплекс защитных мер обеспечивает не только сохранность самого усилителя, но и надёжную защиту подключённой акустической системы в большинстве аварийных ситуаций.
Ограничение тока и защита от короткого замыкания
Следует различать ограничение тока и защиту от короткого замыкания. Ограничение тока предназначено для предотвращения чрезмерного увеличения выходного тока, тогда как защита от короткого замыкания обнаруживает аварийный режим и отключает акустическую систему посредством выходного реле. В данной конструкции после срабатывания защиты реле остаётся разомкнутым примерно в течение трёх секунд. Схема естественного ограничения тока, реализованная диодами D7–D10 на входе преддрайверного каскада (рис. 1), действует практически мгновенно и приводит к ограничению (клиппированию) выходного тока. Напротив, схема защиты от короткого замыкания содержит интегрирующую цепь с определённой постоянной времени, благодаря чему она не реагирует на кратковременные токовые пики, присутствующие в музыкальном сигнале. Важно, чтобы порог срабатывания защиты от короткого замыкания при длительных перегрузках (например, продолжительностью около одной секунды) соответствовал меньшему току, чем порог схемы ограничения тока. В противном случае ограничитель тока будет срабатывать первым и удерживать ток на своём уровне сколь угодно долго, а защита от короткого замыкания так никогда и не активируется.
Область безопасной работы выходных транзисторов
Выходные транзисторы MJL3281A и MJL1302A имеют область безопасной работы (SOA), допускающую ток около 3 А при напряжении коллектор—эмиттер 55 В в течение одной секунды. Поскольку в усилителе используются две параллельные пары выходных транзисторов, каскад способен безопасно выдерживать ток короткого замыкания порядка 6 А в течение одной секунды.
Следует учитывать, что при токе 6 А источник питания в большинстве случаев заметно просядет задолго до истечения этой секунды, если только он не обладает исключительно высокой жёсткостью. Для сравнения, ток 6 А при напряжении 55 В соответствует мгновенной мощности 330 Вт на нагрузке около 9 Ом. При значительно меньшей длительности импульса — например, порядка 50 мс — транзисторы способны выдерживать существенно более высокие комбинации тока и напряжения. Так, допустимыми являются режимы 6 А при 55 В или 3,5 А при 80 В. На начальной стадии короткого замыкания ток через выходные транзисторы может значительно превышать эти значения, ограничиваясь только схемой ограничения тока. Однако защита от короткого замыкания должна обнаружить аварийный режим и разомкнуть выходное реле менее чем за 50 мс. Поэтому именно параметры области безопасной работы для интервала порядка 50 мс являются наиболее важными при проектировании данной системы защиты.
Ограничение выходного тока
Как уже отмечалось ранее, между выводами узла смещения и выходным узлом усилителя включены так называемые «перехватывающие» диоды (flying catch diodes), реализующие естественное ограничение тока. Если ток через верхнюю группу выходных транзисторов становится достаточно большим, падение напряжения на их эмиттерных резисторах вызывает увеличение напряжения на выходе каскада VAS. Когда это напряжение достигает определённого уровня, открываются ограничительные диоды D9 и D10, подключённые к нижнему выводу узла смещения. В результате часть тока каскада VAS отводится непосредственно в выходной узел усилителя, что препятствует дальнейшему росту выходного тока.
Аналогичный процесс происходит и для противоположной полуволны сигнала, когда чрезмерный ток протекает через нижнюю группу выходных транзисторов. В данной конструкции ограничительные диоды задают максимальный ток около 11 А на каждый выходной транзистор, что обеспечивает суммарный пиковый выходной ток порядка 22 А для двух параллельных пар выходных приборов. Следует отметить, что ток 11 А почти в четыре раза превышает предельный ток, допускаемый областью безопасной работы транзистора в течение одной секунды (3 А при 55 В). Поэтому одного лишь ограничения тока недостаточно для надёжной защиты усилителя при коротком замыкании. Для безопасной работы необходимо дополнительно ограничивать продолжительность такого режима. Именно эту функцию выполняет схема защиты от короткого замыкания, отключающая нагрузку посредством выходного реле за доли секунды. Пиковый ток 22 А на нагрузке 2 Ом соответствует выходному напряжению около 44 В. Это эквивалентно пиковой мощности примерно 968 Вт или средней мощности около 484 Вт. Таким образом, усилитель способен кратковременно отдавать в нагрузку 2 Ом мощность примерно в 1,6 раза большую, чем его максимальная мощность при работе на 4 Ом, ограниченная напряжением питания. Разумеется, такие значения относятся лишь к кратковременным импульсным режимам и не предполагают длительной работы усилителя на подобных уровнях мощности.
Реле подключения акустических систем
В усилителе применяется реле подключения акустических систем, которое отключает нагрузку в следующих случаях:
· при включении и выключении усилителя (режим приглушения);
· при коротком замыкании на выходе;
· при появлении постоянного напряжения на выходе;
· при перегреве радиатора.
Реле K1 рассчитано на ток до 17 А и установлено на плате выходного каскада, тогда как управление им осуществляется схемой защиты, расположенной на отдельной плате. Акустическая система подключается к подвижному контакту (общему контакту) реле. Когда реле обесточено и его контакты разомкнуты, этот контакт соединяется с общим проводом. Благодаря этому громкоговоритель оказывается зашунтированным на землю, что позволяет эффективно рассеивать энергию ЭДС самоиндукции, возникающую в динамике. Кроме того, такое решение предотвращает подачу тока в акустическую систему через электрическую дугу, которая может возникнуть при размыкании контактов реле. Если дуга всё же появляется, ток замыкается на общий провод, а не проходит через громкоговоритель. Дополнительная цепь Цобеля C26–R50 выполняет функцию демпфера контактов реле, уменьшая вероятность искрения при их размыкании. Она также обеспечивает демпфирование нагрузки в тот короткий промежуток времени, когда подвижный контакт переключается между нормально разомкнутым и нормально замкнутым положениями.
Питание и управление реле
В конструкции используется реле с катушкой на 24 В. Большинство реле такого типа потребляют около 0,5 Вт, что соответствует току катушки примерно 24 мА при сопротивлении около 1 кОм. В данной конструкции применяется реле с сопротивлением катушки 1440 Ом, которому для надёжного срабатывания требуется ток около 17 мА. При включённом реле схема управления снижает потенциал одного вывода катушки примерно до +8 В. Поэтому последовательный резистор должен обеспечить необходимый ток через катушку при наличии на нём падения напряжения около 20 В, когда напряжение питания составляет ±52 В при номинальной нагрузке 8 Ом.
Расчётное сопротивление такого резистора составляет примерно 830 Ом. На практике используется резистор 680 Ом, обеспечивающий уверенное срабатывание реле даже при просадке напряжения питания во время работы на нагрузку 4 Ом. Если напряжение шин питания без сигнала возрастает до ±60 В, через катушку сопротивлением 1 кОм будет протекать ток около 31 мА. В этом случае мощность, рассеиваемая резистором R51, составит примерно 650 мВт, поэтому применение резистора мощностью 2 Вт обеспечивает достаточный запас надёжности. При использовании менее чувствительного реле с меньшим сопротивлением катушки может потребоваться уменьшение сопротивления последовательного резистора. Электролитический конденсатор C26 ёмкостью 100 мкФ подключён параллельно последовательному резистору. При включении питания он кратковременно создаёт повышенное напряжение на катушке, обеспечивая быстрое и энергичное замыкание контактов. Это способствует самоочистке контактных поверхностей и повышает надёжность работы реле. Замыкание реле осуществляется транзисторами Q5 и Q6 совместно со стабилитроном D6, когда напряжение на конденсаторе задержки включения C5 достигает примерно 8,2 В.
Выбор реле
Следует учитывать, что некоторые мощные реле имеют конструкцию, при которой ток сигнала проходит через детали магнитопровода из мягкой стали. Такая конструкция способна вносить дополнительные нелинейные искажения в аудиосигнал из-за магнитных свойств материала контактов и магнитной системы реле. Поэтому желательно избегать подобных реле в высококачественной аудиоаппаратуре. Подходящим вариантом является Song Chuan 507HN-1CH-F-S-24VDC. Это реле оснащено переключающим контактом SPDT, рассчитанным на ток до 17 А, и катушкой сопротивлением 1440 Ом с рабочим током около 17 мА.
Блок питания
Блок питания усилителя выполнен по простой и проверенной классической схеме. Он включает:
· тороидальный силовой трансформатор мощностью 250 В·А;
· вторичную обмотку с отводом от средней точки и напряжением 2×42 В переменного тока (84 В между крайними выводами);
· один мостовой выпрямитель;
· сглаживающие фильтрующие конденсаторы.
Схема блока питания показана на рис. 6.
Сетевая часть
На стороне сетевого питания предусмотрены:
· сетевой разъём стандарта IEC;
· помехоподавляющий X-конденсатор, подключённый между проводами сети;
· двухполюсный сетевой выключатель (DPST), одновременно разрывающий оба сетевых проводника;
· плавкий предохранитель номиналом 5 А.
Для упрощения конструкции можно использовать готовые IEC-разъёмы со встроенным EMI-фильтром. Многие из них дополнительно содержат встроенный предохранитель и сетевой выключатель, что позволяет уменьшить количество отдельных компонентов и упростить монтаж.
Пусковой ток
В данной конструкции схема ограничения пускового тока (inrush current limiter) не применяется. Несмотря на то что при включении трансформатора и зарядке фильтрующих конденсаторов могут возникать кратковременные броски тока, автор считает их допустимыми для трансформатора выбранной мощности и ёмкости фильтрующих конденсаторов. При желании в конструкцию можно добавить термистор NTC или релейную схему плавного запуска, однако это не является обязательным.
Рабочие напряжения
Блок питания рассчитан таким образом, чтобы при номинальной нагрузке усилителя обеспечивать напряжение питания около: ±52 В под нагрузкой. При таких напряжениях усилитель способен развивать примерно 125 Вт на нагрузке 8 Ом, что соответствует расчётным параметрам всей конструкции. Следует учитывать, что без сигнала и без нагрузки напряжение на шинах питания будет несколько выше вследствие отсутствия просадки на трансформаторе и выпрямителе. В описании усилителя для режима холостого хода упоминаются значения порядка ±58…60 В, тогда как при полной мощности напряжение снижается примерно до ±52 В. Такое поведение является нормальным для линейного источника питания с трансформатором данного класса мощности.
Трансформатор и выпрямитель
В усилителе может использоваться как тороидальный, так и традиционный EI-трансформатор. Тип магнитопровода не является принципиальным, однако от вторичного напряжения напрямую зависит максимально достижимая выходная мощность усилителя.
Для версии усилителя с двумя параллельными парами выходных транзисторов напряжение питания под полной нагрузкой не должно превышать примерно ±55 В. Это соответствует выходной мощности около 150 Вт на нагрузке 8 Ом, при этом ограничение сигнала наступает примерно на уровне 160–165 Вт. Фильтрующие конденсаторы источника питания следует выбирать с запасом по напряжению не менее 10 В относительно максимального напряжения холостого хода. Например, при ожидаемом напряжении питания около ±60 В рекомендуется применять конденсаторы с рабочим напряжением не менее 80 В. Для канала мощностью 125 Вт на нагрузке 8 Ом усилитель потребляет в среднем около 2 А от каждой шины питания. Если эквивалентное внутреннее сопротивление источника составляет порядка 2 Ом на каждое плечо, то при отсутствии сигнала напряжение питания возрастёт примерно на 4 В — с рабочих ±52 В до примерно ±56 В. Для двухканального усилителя мощностью 2×125 Вт рекомендуется трансформатор мощностью не менее 500 В·А, что обеспечивает достаточный запас по току и снижает просадку напряжения при высоких уровнях сигнала.
В качестве выпрямителя используется стандартный мостовой выпрямитель на 25 А и 400 В. Для уменьшения коммутационных выбросов и высокочастотных помех желательно установить параллельно каждому диоду демпфирующие RC-цепочки (snubbers), состоящие из конденсатора 0,1 мкФ × 400 В и, при необходимости, последовательно включённого резистора сопротивлением около 1 Ом. Альтернативный вариант — применение отдельных быстродействующих диодов с мягким восстановлением (soft recovery). Такие диоды создают значительно меньше коммутационных помех, поэтому дополнительные снабберы обычно не требуются. В качестве подходящих вариантов можно использовать:
· Vishay HFA25PB60PBF HEXFRED;
· Kyocera FCU20A40.
Фильтрация питания
Для сглаживания пульсаций применяется π-образный фильтр, образованный двумя каскадами накопительных конденсаторов. В каждом плече источника питания установлены две группы конденсаторов по 10 000 мкФ, что обеспечивает суммарную ёмкость 20 000 мкФ на каждую шину питания. Между группами конденсаторов включён резистор сопротивлением 0,22 Ом. Вместе с ёмкостями он образует RC-фильтр нижних частот, эффективно подавляющий остаточные пульсации после выпрямителя.
Характеристики такого фильтра:
· частота среза около 72 Гц (−3 дБ);
· ослабление примерно 9 дБ на частоте 120 Гц — основной частоте пульсаций после двухполупериодного выпрямления;
· ещё более сильное подавление высокочастотных гармоник выпрямителя.
Точная величина суммарной ёмкости фильтра не является критичной. Однако увеличение ёмкости обычно приводит к снижению пульсаций и улучшению энергетического запаса блока питания. Следует учитывать, что очень большие ёмкости фильтра могут существенно увеличить пусковой ток при включении. В таких случаях желательно предусмотреть схему плавного запуска или ограничитель пускового тока.
Разряд конденсаторов после выключения
В данной конструкции не используются специальные разрядные резисторы (bleeder resistors). После отключения питания накопительные конденсаторы естественным образом разряжаются через выходной каскад усилителя. Ток покоя выходных транзисторов продолжает потребляться до тех пор, пока напряжение питания не снизится примерно до ±20 В, после чего каскад перестаёт работать в нормальном режиме. Для двух пар выходных транзисторов суммарный ток покоя составляет около 240 мА, поэтому напряжение питания уменьшается со скоростью примерно 12 В/с. Такой способ разряда позволяет отказаться от дополнительных мощных резисторов, уменьшая тепловые потери и упрощая конструкцию блока питания.
Особенности источника питания
Применённый источник питания ориентирован не на получение идеально стабилизированного напряжения, а на обеспечение достаточного энергетического запаса при минимальной сложности конструкции. Его основные достоинства:
· простота и высокая надёжность;
· хорошая перегрузочная способность;
· низкий уровень пульсаций благодаря π-фильтрации;
· отсутствие лишних элементов, снижающих КПД;
· возможность масштабирования под усилители большей мощности путём увеличения напряжения вторичной обмотки, мощности трансформатора и ёмкости фильтрующих конденсаторов.
Такой подход хорошо соответствует общей философии данного усилителя: максимальная линейность и надёжность при сравнительно простой схемотехнике.
Заземление
Рекомендуемая схема заземления для данного усилителя достаточно проста. Она показана на рис. 8. Через всю плату усилителя, от выходного каскада к входным цепям, проходит единая шина общего провода, расположенная по центру платы. Положительная шина питания проходит вдоль верхнего края платы (со стороны монтажа), от выходного каскада к входному. Отрицательная шина питания проложена вдоль нижнего края платы. По мере продвижения от выходного каскада к драйверному, преддрайверному и входному каскадам шины питания проходят через развязывающие цепи. Общие выводы каждой пары развязывающих конденсаторов соединяются непосредственно между собой в центральной части платы. Затем эта точка подключается к общей шине земли отдельным проводником или дорожкой. Электролитические развязывающие конденсаторы дополнительно шунтируются плёночными или керамическими конденсаторами ёмкостью 0,1 мкФ, установленными непосредственно рядом с ними.
Подключение питания и организация земли
Положительная шина питания, отрицательная шина питания и общий провод подключаются от блока питания к усилителю тремя проводами, скрученными вместе. Для этого короткого соединения можно использовать четырёхжильный микрофонный кабель типа star-quad. Как ни странно, применение проводов относительно небольшого сечения на столь коротком участке даже полезно. Небольшое сопротивление проводников усиливает фильтрующее действие конденсаторов, расположенных на плате усилителя, а также способствует тому, чтобы токи выходного каскада класса AB замыкались локально на плате усилителя. Как известно, ток стремится протекать по пути с наименьшим импедансом. Выходной провод к громкоговорителю и обратный провод подключаются непосредственно к выходной плате усилителя. Обратный провод громкоговорителя соединяется непосредственно с силовой землёй на плате усилителя. Таким образом, выходные токи замыкаются непосредственно на плате.
Такая схема отличается от традиционного подхода «звезда», при котором земля громкоговорителя и другие силовые цепи подключаются отдельными проводниками к единственной общей точке в блоке питания. В рассматриваемой конструкции общая точка фактически расположена на плате усилителя. Такой подход иногда называют «звезда в звезде» (star-on-star). Внутри самой платы усилителя система заземления имеет древовидную структуру (tree ground), показанную на рис. 8. Шина земли проходит от выходной части платы к входной. Большинство ответвлений представляют собой вертикальные соединения с развязывающими конденсаторами питания, расположенными вдоль верхнего и нижнего краёв платы.
-= Часть, посвященную описанию процесса сборки, наладки и тестирования, я опущу, это всё подробно описано в файле. Кому интересно, скачивайте, изучайте. =-
Характеристики усилителя
Работа усилителя кратко суммирована ниже. При напряжении питания ±52 В под нагрузкой усилитель входит в клиппинг примерно при мощности 135 Вт на нагрузке 8 Ом. В зависимости от жёсткости блока питания напряжение шин без нагрузки может возрастать до ±60 В, что позволяет кратковременно получить мощность вплоть до 190 Вт до начала ограничения.
Частотная характеристика
Полоса пропускания по уровню −3 дБ составляет от 1 Гц до 340 кГц при нагрузке 8 Ом. Верхняя граница полосы определяется главным образом входным фильтром и выходной цепью. Если исключить выходную цепь, верхняя частота среза увеличивается примерно до 560 кГц. Если убрать как выходную цепь, так и входной фильтр, верхняя граница достигает примерно 1,1 МГц по уровню −3 дБ при пиковом подъёме характеристики менее 0,5 дБ.
Измеренные АЧХ для режимов без нагрузки, а также при нагрузках 8 Ом, 4 Ом и 2 Ом показаны на рисунке 9. При нагрузках 4 Ом и 2 Ом верхняя частота среза уменьшается примерно до 270 кГц и 150 кГц соответственно.
Переходная характеристика на прямоугольном сигнале
На вход усилителя подаётся прямоугольный сигнал 10 кГц амплитудой 200 мВ пик-пик. На выходе должен наблюдаться корректный прямоугольный сигнал амплитудой около 5,5 В пик-пик без заметного звона и с достаточно крутыми фронтами. Испытание повторяется на частоте 100 кГц. Время нарастания сигнала от 10 % до 90 % составляет примерно 1,2 мкс.
Скорость нарастания (Slew Rate)
Скорость нарастания составляет примерно:
- +56 В/мкс для положительного фронта;
- −63 В/мкс для отрицательного фронта.
Измерение выполняется на прямоугольном сигнале 100 кГц амплитудой 2 В пик-пик, при этом входной НЧ-фильтр отключён, а измерение производится до выходной L-R цепи.
THD+N
Измеренные зависимости коэффициента нелинейных искажений плюс шум (THD+N) от выходной мощности на частотах 1 кГц и 20 кГц показаны на рисунке 11 для нагрузок 8 Ом и 4 Ом. Пунктирными кривыми на графике отдельно показан коэффициент гармонических искажений (THD−1) на малых уровнях сигнала. Эти кривые демонстрируют, что рост THD+N при низкой мощности обусловлен преимущественно шумом, а не переходными искажениями выходного каскада. Зависимость THD+N от частоты при выходной мощности 125 Вт представлена на рисунке 12.
Смоделированное и измеренное значение THD на частоте 1 кГц при мощности 125 Вт и нагрузке 8 Ом составили соответственно 0,00015 % и 0,0005 %. Для частоты 20 кГц при тех же условиях получены значения 0,0034 % (моделирование) и 0,004 % (измерение).
Результаты измерений достаточно хорошо совпадают с результатами моделирования, что подтверждает корректность используемой модели усилителя. Следует учитывать, что в моделировании шум не учитывался. По этой причине измеренные значения THD+N на малых уровнях мощности оказываются выше расчётных значений THD. Для измерения THD без влияния шума использовался спектроанализатор, подключённый к выходу анализатора искажений. Полученные результаты показали уровень THD менее 0,001 % для всех уровней мощности вплоть до 125 Вт на нагрузке 8 Ом. Для части измерений применялся прибор Distortion Magnifier, описанный в главе 26 источника. График зависимости THD от частоты, приведённый на рисунке 12, показывает постепенное снижение эффективности отрицательной обратной связи по мере роста частоты.
При выходной мощности 100 Вт уровень искажений в диапазоне от 10 до 20 кГц возрастает примерно со скоростью 6 дБ на октаву. Эта величина соответствует скорости уменьшения коэффициента усиления петли обратной связи, что указывает на очень низкий уровень динамических высокочастотных искажений выходного каскада.
Максимум перекрёстных искажений наблюдался при выходной мощности около 5–7 Вт и не превышал уровень искажений на полной мощности более чем в 1,8 раза. При оптимальной настройке смещения (Vt = 20 мВ) максимальный уровень искажений составил 0,053 %, что всего лишь в 1,2 раза выше уровня искажений на полной мощности, равного 0,045 %.