Итак, любое реальное электронное устройство в результате своей работы, вырабатывает некое воздействие на реальный мир, которое требуется получить владельцу этого устройства. Так автомат включения освещения подаёт электропитание на лампочку, по нажатию кнопки на брелоке от гаражных ворот – запускается электромотор, а при взломе помещения сигнализация включает сирену. Все эти исполнительные устройства (динамик, лампа, мотор) для электронного блока являются электрической нагрузкой.
Есть и много более сложные бытовые устройства, в которых электронный блок управляет работай десятка различных нагрузок, при этом мощность, тип и способ управления нагрузкой могут очень сильно отличаться.
Так, например, электронный модуль стиральной машины управляет работой:
· Нагревателя (ТЭНа) – чисто активная нагрузка мощность которой может достигать 2500Вт, при напряжении 220В.
· Приводного мотора – индуктивная нагрузка, с фазо-импульсным способом управления, мощность достигает 500 Вт, при напряжении 220В.
· Электромагнитных наливных клапанов (1…5шт) – индуктивная нагрузка малой мощности (1…3Вт), при напряжении 220В.
· Сливного насоса – индуктивная нагрузка малой мощности (15…100Вт), при напряжении 220В.
· Циркуляционного насоса – индуктивная нагрузка малой мощности (15…100Вт), при напряжении 220В.
· Устройства блокировки люка – может быть как активной так и индуктивной нагрузкой малой мощности, иногда сразу два канала), при напряжении 220В.
· В зависимости от «навороченности» устройства может добавляется масса дополнительных нагрузок в виде моторов циркуляции воздуха, ТЭНов сушки и парогенератора, ионизаторов воды, моторов дозирования моющего средства, термоэлектрических переключателей потока.
· Отдельно стоит отметить тенденцию к увеличению распространённости инверторных технологий управления моторами разных типов.
Таким образом, добрую половину элементов электронного блока систем с цифровой обработкой сигналов и цифровым управлением на базе микроконтроллеров, составляют разнообразные узлы и цепи управления нагрузкой. От типа нагрузки и способа управления ей, отличается схемотехника этих узлов.
Транзисторы для управления нагрузкой.
Начинаем мы с транзисторов не спроста. Дело в том что в том или ином виде, транзисторы будут встречаться как промежуточное звено между схемой управления и нагрузкой, при любом способе управления.
Для понимания того, зачем нужны вообще дополнительные элементы схемы для управления нагрузкой, рассмотрим в общем то очень схожие две задачи – микроконтроллер(МК) ATtiny2313 с питанием 5В, через свой вывод должен зажечь светодиод, только в первом случает это индикаторный светодиод напряжением 3В и мощностью 60мВт (применяется как индикатор сети на панели управления телевизора), а во втором случае это осветительный светодиод напряжением 3В и мощностью 3Вт (применяются в подсветке того же телевизора).
В самом простом варианте получается вот такая схема:
В этой схеме МК для того что бы засветить светодиод VD1, на вывод подаёт лог. единицу, т.е. напряжение питания +5В. Падение напряжения на R1 составляет 2В, т.к. диод на 3В, в результате ток через резистор, а стало быть и через диод составляет 20мА, что при 3В падения на диоде, даёт искомую мощность в 60мВт. Ток 20мА вполне нормальный для порта микроконтроллера, т.к. по характеристикам он не должен превышать 60мА на один порт и 200мА на все вместе.
Если же нам нужно запитать осветительный светодиод мощностью 3Вт, то ток через него должен быть 3Вт/3В=1А или 1000мА, R1 при этом должен быть на 2Ома. Понятно что от такой нагрузки МК просто сгорит, по меньшей мере тот порт через который будет подключен светодиод.
Вот тут нам как раз и пригодится дополнительный транзистор, на базу которого мы будем подключать выход МК через резистор R1, дополнительно добавив R2 для надёжного а иногда и быстрого запирания транзистора. Транзистор используется структуры npn, при этом светодиод подключаем к положительному питанию анодом, а катодом к коллектору транзистора, полярность управляющего сигнала остаётся прежней (рис. 2а).
Если же необходимо что бы катод диода был именно к минусу питания, т.н. включение с общим катодом, то можно изменить на противоположный (инвертировать) уровень сигнала управления и использовать транзистор структуры pnp, рис.2б.
Если же нужно и диод подключать как в первой схеме и активный уровень должен быть единицей, то добавляем транзистор VT2 к схеме 2а, и получаем двойную инверсию. В этой схеме высокий уровень с порта МК, открывает транзистор VT1, заметим что ток базы теперь совсем маленький, ток коллектора VT1 протекает через базу VT2 и открывает последний, что приводит к поступлению питания +5В на анод светодиода через резистор R3.
Интересная особенность есть у схем на рисунке 2 (а) и (б) – эти схемы позволяют запитывать нагрузку от напряжения большего чем напряжение питания МК. Зачем это надо? А вот зачем, допустим что нам надо запитать не один а три светодиода включенных последовательно. А это требует подачи питания на них не менее 9В, что заметно больше максимального напряжения питания МК. Такое часто бывает когда используется напряжение 12В от бортовой сети автомобиля (рис.3).
В этой схеме МК запитан через линейный понижающий стабилизатор DA1, на выходе которого напряжение составляет +5В. Столб светодиодов при этом запитывается через транзистор VT2 от напряжения +12В, через гасящий резистор R3 сопротивлением 3Ома, что при токе 1А даёт падение 3В. Получается 9В на трёх светодиодах и 3В на резисторе.
В БРЭА встречаются и более сложные каскады управления нагрузкой. Вот например, часть схемы управления клапанами регенерации соли и слива воды с конденсатора, в блоке управления ПММ Bosch(МК там иной, но смысл тот же), в варианте исполнения с электромагнитными клапанами на постоянном токе, рис.4.
В схеме с МК активный уровень это логический ноль, т.е. напряжение 0В, относительно питания МК, которое равно 3,3В и формируется линейным стабилизатором DA1.
Следует отметить что реализовано двух уровневое управление, когда положительное питание поступает на оба клапана через транзистор VT1, который управляется контроллером по цепочке: ноль на выводе порта, открывает VT5, ток коллектора которого открывает VT2, ток коллектора которого в свою очередь и открывает VT1.
Но для открытия клапана, нужно что бы второй его вывод подключился к общему проводу. Это происходит при открытии VT3 или VT4 соответственно для каждого из клапанов.
Так если надо открыть клапан слива, то МК должен на базу VT7 подать низкий уровень, что его откроет, а затем ток коллектора VT7 поступает в базу VT4 и открывает его, подключая клапан слива вторым выводом к минусу.
Следует отметить, что такая многоуровневая цепочка управления, положительно сказывается на ремонтопригодности устройства, т.к. при пробое высоковольтных транзисторов, есть несколько промежуточных каскадов, которые берут на себя токи и напряжения пробоя, позволяя остаться целым самому МК.
При использовании биполярных транзисторов для управления мощной нагрузкой, с большим током, следует учитывать требуемую величину тока управления, т.е. тока базы. Так как в общем, одиночные транзисторы с ростом значений UКЭmax и IКmax получают меньшее значение h21э(коэффициент усиления по току). Так, например транзистор 2SC2625 с UКЭmax=400В, IКmax =10А, имеет h21э=10, таким образом, чтобы запитать нагрузку в 2кВт после выпрямителя, а это как раз 10А, ток базы для открытия транзистора должен быть 1А. Это реально много. Мы как раз рассматривали, что порт МК не может обеспечить такой ток. Как раз в таких случаях реализуют схему на рисунке 3 или даже на рисунке 4, канал VT5-VT2-VT1.
Больше возможностей по управлению высоковольтной мощной нагрузкой, дают полевые транзисторы с изолированным затвором, обычно индуцированным каналом, т.н. МОП-транзисторы (MOSFEET) и биполярные транзисторы с изолированным затвором т.н. БТИЗ транзисторы (IGBT). С их использованием отпадёт необходимость обеспечивать большие токи управления, так как они открываются напряжением, и в статическом режиме ток затвора равен нулю. Но при этом между затвором и истоком есть достаточно большая емкость, достигающая десятков нано фарад, которая в момент переключения должна зарядится или разрядится, и когда это надо сделать быстро, то её следует учитывать.
Так же следует учитывать, что МОП транзисторы с максимальными параметрами, выпускаются по структуре с каналом n типа, для открытия которого к затвору следует приложить напряжение, обычно на 15В выше напряжения истока. Транзисторы с p каналом либо обладают большим сопротивлением в открытом состоянии, либо меньшим напряжением сток-исток. Поэтому в высоковольтных и сильноточных цепях применяют в основном МОП транзисторы с n каналом.
Собственно несмотря на отсутствие тока в статическом режиме, непосредственно с вывода МК, не получится управлять работой мощного МОП или БТИЗ транзистора, во первых из-за большой величины напряжения UЗИ, а во вторых из за необходимости заряда-разряда затворной ёмкости. Из за чего схема ВЧ драйвера для управления силовым ключом индукционной плиты выглядит вот так, рис.6:
Импульсы с выхода МК амплитудой 5В открывают Q2, и инвертированные поступают на Q1 и Q3, с эмиттеров которых имея амплитуду 18В, поступают на затворы IGBT транзисторов, через токоограничительные резисторы R7.
При этом получается, что для подачи питания на нагрузку, например 310В относительно общего провода, на затвор транзистора необходимо подать открывающее напряжение величиной 325В. Для реализации этого напряжения, необходимо либо формировать отдельное питание, не привязанное к общему проводу, либо использовать схемы вольт добавки, которые очень распространены в импульсных устройствах, таких как инверторы управления трёхфазными моторами, пример такой схемы изображён на рисунке 7, где раскрыт один из трёх каналов.
Вольт добавка в схемах управления. Управление электроприводами.
Нижнее силовое плечо, реализованное на транзисторе Q9, управляется драйвером как на рисунке 6, это у нас драйвер «нижнего плеча».
А вот драйвер «верхнего плеча» выполнен иначе. За счёт того что по цепи от порта МК до транзистора верхнего плеча сигнал инвертируется дважды, с выхода МК сигнал открытия верхнего плеча – это высокий уровень, а сигнал открытия нижнего плеча- это низкий уровень, между их формированием должен быть интервал задержки.
Когда на базу Q1 поступает сигнал открытия нижнего плеча, это у нас 20», транзистор Q1 закрывается, Q2вслед за ним то же закрывается, а вот Q3 открывается, током через резистор R2 и на затвор Q9 относительно истока, поступает напряжение 15В.
При этом отрицательная обкладка конденсатора C1 драйвера верхнего плеча, подключается к общему проводу, а сам конденсатор начинает заряжаться от источника VDD+15В, через диод D1.
Когда на базу Q7 поступает сигнал открытия верхнего плеча это «1», на базе Q1 чуть ранее, должен закончится сигнал открытия нижнего плеча ион то же должен стать «1». Транзистор Q9 закрывается и минусовая обкладка C1 как бы отвязывается от общего провода, конденсатор уже заряжен до +15В на его обкладках. А относительно общего провода, напряжение становится заметно выше.
Транзистор Q7 открывается и его ток коллектора открывает Q4, ток коллектора которого, в свою очередь, открывает Q6 и закрывает Q5, что приводит к появлению напряжения +15В, снимаемого с обкладок конденсатора, к затвору транзистора Q8, который открывается и на выходе канала становится +310В. А поскольку к выходу подключен конденсатор C1, то напряжение на затворе Q8 относительно общего провода, составляет 325В.
Получается что н катоде D1 напряжение 325В, а на его аноде 15В, стало быть диод закрыт до тех пор пока не откроется транзистор нижнего плеча, и тогда снова повторится заряд конденсатора, а когда нижнее плечо закроется, снова произойдёт перенос заряда конденсатора, по напряжению выше чем напряжение питания выходного каскада. Т.е. как бы добавили 15В к напряжению питания – та самая вольтдобавка
Промышленность выпускает массу готовых интегральных драйверов верхнего и нижнего плеча, в них уже зачастую реализованы все элементы кроме конденсатора, необходимые для обеспечения вольтдобавки.
Ещё один распространённый способ управления нагрузкой в виде электромоторов – это управление моторами постоянного тока с организацией реверса.
Встречается во многих устройствах:
· В кофе машинах – управление мотором редуктора заварного блока.
· В роботах пылесосах – моторы колёс
· В электро платформах – скутерах, электро машинках, самокатах…
· В приводах компакт дисков
Реализуется это управление за счёт мостовой схемы, рис 8. На рисунке она
приведена в упрощённом виде, без драйверов, и работает следующим образом:
при поступлении сигнала управления 2, открываются транзисторы Q1 и Q3, ток протекает по цепи указанной красной стрелкой, с права на лево, при этом к выводам мотора питание подключено в обратной полярности.
Когда поступает сигнал управления 2, открываются транзисторы Q2 и Q4, ток протекает по цепи показанной голубой стрелкой, питание при этом приложено в соответствии с полюсовкой мотора.
Таким образом изменяется направление вращения.
При этом если например нижние плечи будут управляться сигналом с ШИМ, то таким образом можно будет регулировать не только направление но и скорость вращения.
Теперь давайте подробней рассмотрим разницу в управлении нагрузкой при различных включениях одного и того же управляющего элемента – транзистора, разных типов и структуры. Рассматривать будем на примере нагревателя, как те что стоят в кофе машинах, мощностью 1100 Вт. Запитывается нагреватель выпрямленным при помощи диодного моста, сетевым напряжением. Т.е. действующее значение напряжения Uд= 220В, а амплитудное Uа= 310В. Ток действующий Iд=5А. рисунок 9.
Начнём со схемы на биполярном транзисторе, рис. 9а. Как ранее писали, коэффициент усиления по току, высоковольтных биполярных транзисторов, достаточно мал. Для примера возьмём популярный транзистор 2SC2335, h21 для больших токов – 10…80, стало быть для гарантированного открытия транзистора с током коллектора в 5А, необходимо обеспечить ток базы в целых 500мА. Это очень много и требует мощного буферного каскада, к тому же этот ток не учувствует в нагреве нагрузки, зато греет сам транзистор, т.е. это минус к КПД. Теперь, из паспортных данных, напряжение насыщения UКЭна= 1,5В, получается что мощность рассеивания коллектора Pк=1,5В*5А=7,5Вт.
Теперь рассмотрим рис. 8б. В этой схеме применён полевой МОП транзистор, с индуцируемым n-каналом, пусть будет IRF750А. Для его открытия, при комнатной температуре и токе нагрузки 10А, требуется напряжение затвор-исток не менее 5В (рис. 10), по факту надо что бы оно было более 7В. Получается, что непосредственно управлять с выхода МК не получится, требуется так же дополнительный буферный каскад, правда выходной ток его может быть совсем не значительный – 10…50мА, главное достаточно быстро перезарядить ёмкость затвора.
Что касается рассеиваемой мощности, то она определяется исходя из сопротивления открытого канала, для выбранного транзистора при токе стока 5А и напряжении на затворе 10 и более вольт, оно составляет примерно 0,3 Ома, соответственно рассеиваемая мощность будет Pc=(5А)2*0.3=7.5Вт.
Переходим к рисунку 9в, схема с IGBT транзистором, для примера HGTP10N40C1D. Для его открытия рекомендовано подавать на затвор +20В, т.е. снова нужен буфер, для управления ключевым транзистором, но, как и для МОП транзистора, буфер слаботочный и не притязательный.
Напряжение насыщения коллектор-эмиттер при токе коллектора 10А, составляет 2,5 вольта. Таким образом, и при токе в 5А, мощность рассеивания составляет Pк=2,5В*5А=12,5Вт.
Получается, что для управления мощной нагрузкой с сетевым уровнем напряжения питания, оптимальным ключевым элементом, из транзисторов, является МОП транзистор. При этом стоит иметь в виду, что не рекомендуется бездумно увеличивать параметры транзистора, так если взять вместо транзистора с напряжением сток-исток 400В, транзистор на 600В, то у него будет заметно большей сопротивление в открытом состоянии, что приведёт к увеличению нагрева из-за увеличения мощности рассеивания.
У биполярных транзисторов и у IGBT, с ростом коллекторного напряжения, растёт напряжение насыщения. И у IGBT на 1600в, оно может достигать 5В.
Применение составных транзисторов также приводит к значительному росту напряжения насыщения коллектор-эмиттер, и как следствие к росту потерь и нагрева.
Забегая наперёд, хочу отметить, что использование транзисторов для управления нагрузкой 1 кВт и более, не целесообразно. Ведь помимо потерь на транзисторе, есть ещё потери на диодах мостового выпрямителя, что вносит по напряжению дополнительное падение 2…5 В в зависимости от типа диодов, напряжения и величины тока, что при токе в 5А уже даст потери до 20Вт, а при больших токах и потери будут расти. Помимо снижения КПД, это приводит к удорожанию конструкции за счёт применения системы охлаждения устройства. А вот где транзисторы применяются во всю, так это на постоянном токе – электротранспорт, тяговые моторы, сварочные инверторы, зарядные станции, альтернативная энергетика и т.д.
Как уже понятно, есть у этих схем и недостатки перечислим их:
1. Это отсутствие гальванической развязки между нагрузкой и схемой управления. А это значит что прикасаться даже к низковольтной части схемы нельзя.
2. Возможность работы только на постоянном или пульсирующем токе. Управление нагрузкой на переменном токе требует дополнительных схемотехнических решений, значительно усложняющих и удорожающих конструкцию.
3. Достаточно высокая стоимость мощных, высоковольтных транзисторов.
4. Заметный уровень тепловых потерь требующий установки транзисторов на радиатор, уже при токах более 2А, а для биполярных транзистора и при токе в 1А.
Для нивелирования некоторых или всех из перечисленных недостатков, применяются симисторы, реле, схемы гальванической развязки. Но это уже в следующий раз. Пока закончим на том что есть.