Эта статья - небольшой реферат, я постарался найти всю интересующую меня информацию о понижающем преобразователе, и обо всем важном, что касается этого устройства.
Давайте начнем с самых основ и перейдем к проектированию такого преобразователя.
Основы устройства DC-DC-преобразователя
DC-DC-преобразователь преобразует уровень постоянного напряжения входного источника в другой уровень постоянного напряжения. DC-DC-преобразование может быть выполнено напрямую или альтернативным способом. Альтернативный способ — инвертировать постоянный ток на входе в переменный и выпрямлять его обратно в постоянный после повышения или понижения переменного напряжения с помощью повышающего или понижающего трансформатора.
Этот способ преобразования уровня постоянного напряжения довольно долгий и сложный. Короткий и прямой способ — преобразовать постоянный ток в постоянный напрямую с помощью повышающего или понижающего преобразователя. Работа повышающего преобразователя заключается в повышении входного напряжения, в то время как понижающий преобразователь используется для понижения уровня входного напряжения.
Существуют две основные топологии DC-DC-преобразователей, которые являются изолированными и не изолированными DC-преобразователями. Слово «изолированный» само определяет, что вход и выход DC-DC-преобразователя изолированы частью переменного тока. Изолированные DC-DC-преобразователи состоят из трех основных частей: инвертора, трансформатора и выпрямителя.
Инвертор для преобразования постоянного входного напряжения в переменное, трансформатор для повышения или понижения переменного напряжения и, наконец, выпрямитель для обратного преобразования в требуемое постоянное напряжение. Напротив, вход и выход не изолированного преобразователя постоянного тока не изолированы частью переменного тока. Другими словами, не изолированный преобразователь постоянного тока преобразует постоянный вход непосредственно в постоянный выход.
Примеры не изолированных инверторов постоянного тока — понижающие, повышающие, понижающе-повышающие преобразователи, преобразователи Cuk и SEPIC. Напротив, в качестве примеров изолированных преобразователей можно назвать двухтактные, прямоходные, обратноходовые, полумостовые и мостовые преобразователи.
Основным агентом, отвечающим за преобразование постоянного тока в постоянный в не изолированном преобразователе, является управляемый переключатель. Когда переключатель включен, входное напряжение появляется на нагрузке, в то время как напряжение, появляющееся на переключателе, равно нулю. Напротив, когда переключатель выключен, на нагрузке появляется нулевое напряжение, в то время как все входное напряжение появляется на переключателе.
Переключатель периодически включается и выключается, что приводит к пульсирующему выходу. Затем выходной сигнал проходит через фильтр, который извлекает среднее значение постоянного тока из пульсирующего выходного сигнала. Среднее значение постоянного тока затем контролируется временем включения и выключения переключателя, известным как рабочий цикл. В идеале потери мощности равны нулю, поскольку входная мощность равна выходной мощности.
Для преобразователя постоянного тока на входе требуется идеально чистый источник постоянного тока, т.е. источник постоянного тока и источник напряжения без пульсаций и без компонентов переменного тока. Такое же требование предъявляется и к выходу преобразователя постоянного тока. Выходной сигнал должен быть идеально преобразован преобразователем с нулевыми пульсациями и без компонентов переменного тока.
Практически на входе преобразователей постоянного тока есть пульсации тока, а на их выходах есть пульсации напряжения. Поэтому фильтры требуются как на входе, так и на выходе. Фильтр на выходе необходим для удаления пульсаций и извлечения среднего напряжения.
Подписывайтесь на мой Телеграм-канал https://t.me/+2_mpnJYjogIxODRi
Основы о понижающем преобразователе
Понижающий преобразователь
Понижающий преобразователь напрямую понижает уровень приложенного входного напряжения постоянного тока. Под словом «напрямую» подразумевается, что понижающий преобразователь является не изолированным преобразователем постоянного тока. Не изолированные преобразователи идеально подходят для всех схем на уровне платы, где требуется локальное преобразование. Понижающий преобразователь преобразует уровень постоянного тока входного напряжения в другие требуемые уровни.
Понижающий преобразователь имеет широкий спектр применения в низковольтных маломощных схемах. Многофазная версия понижающих преобразователей может обеспечивать высокий ток при низком напряжении. Поэтому его можно использовать для низковольтных высокомощных приложений. В этой статье будут рассмотрены как низковольтный маломощный преобразователь, так и низковольтный высокомощный преобразователь.
Эффективность преобразователя можно повысить с помощью синхронной версии и резонансных производных. Другой метод повышения эффективности — использование многофазной версии понижающих преобразователей. Об улучшении эффективности с помощью многофазного инвертора будет рассказано в конце статьи.
Базовая топология понижающего преобразователя
Базовый понижающий преобразователь состоит из управляемого переключателя, диода, конденсатора и управляемой схемы управления. Переключатель управляет потоком входной мощности на выход, периодически включаясь и выключаясь. Время, в течение которого переключатель включен в течение всего периода, известно как рабочий цикл.
Значение рабочего цикла D находится в диапазоне от 0 до 1. При D=0 на нагрузке появляется нулевое напряжение, а при D=1 на нагрузке появляется все входное напряжение. Вот почему понижающий преобразователь работает при D больше 0 и меньше 1. Базовую схему понижающего преобразователя можно увидеть ниже.
Среднее выходное напряжение понижающего преобразователя контролируется двумя различными способами, а именно ШИМ и ЧИМ. В ШИМ (широтно-импульсная модуляция) общее время переключения T остается постоянным, а время включения t/on переключателя изменяется. Напротив, в ЧИМ (частотно-импульсная модуляция) время периода переключения T изменяется, а время включения t/on переключателя сохраняется постоянным.
Как ШИМ, так и ЧИМ имеют некоторые преимущества и недостатки. Но ШИМ предпочтительнее в большинстве случаев для работы понижающего преобразователя.
Понижающий преобразователь работает в двух типах режимов проводимости, а именно CCM и DCM. В CCM (непрерывный режим проводимости) ток индуктора I/L остается положительным в течение всего периода переключения. Ток индуктора I/L никогда не становится равным нулю в течение периода переключения.
Напротив, ток индуктора в DCM (прерывистый режим проводимости) становится равным нулю на некоторое время в период переключения. Формы волн для режимов непрерывной и прерывистой проводимости показаны на рисунке ниже. Все обсуждение в этой статье относится к понижающему преобразователю CCM, который требуется для большинства приложений.
Подписывайтесь на мой Телеграм-канал https://t.me/+2_mpnJYjogIxODRi
Режимы работы понижающего преобразователя
Как мы уже обсуждали в предыдущей теме, в понижающем преобразователе есть два режима работы, а именно CCM и DCM. В этой теме я расскажу, как преобразователь работает в обоих этих режимах.
Граничное условие между CCM и DCM известно как BCM, и о нем будет рассказано позже. Кроме того, в этой теме обсуждаются свойства как CCM, так и DCM и как перейти из одного режима в другой.
CCM (непрерывный режим проводимости)
Говорят, что преобразователь работает в режиме непрерывной проводимости, если ток нагрузки никогда не становится нулевым в течение полного цикла. Если понижающий преобразователь разработан в режиме CCM для более высокой нагрузки, то преобразователь может работать в режиме DCM для более легкой нагрузки. Чтобы понять его происхождение, давайте рассмотрим уравнение пульсации тока индуктора и ток нагрузки. Пульсация индуктора ΔIL равна
Постоянная составляющая I=V/R
Минимальный ток диода равен (I- ΔI/L). Следует отметить, что ток нагрузки I зависит от нагрузки, а ΔI/L не зависит от нагрузки. Из уравнения пульсации индуктора видно, что величина пульсации тока индуктора обратно пропорциональна индуктивности.
Если значение индуктивности уменьшается, то пульсация увеличится. Дальнейшее уменьшение значения индуктивности увеличит пульсацию, так что пульсация станет больше тока нагрузки. В это время работа преобразователя изменится с CCM на DCM, поскольку ток нагрузки станет равным нулю на некоторое время.
Теперь давайте проверим случай, когда ток индуктора остается постоянным, а сопротивление нагрузки изменяется. Увеличение сопротивления нагрузки уменьшит ток нагрузки. Давайте увеличивать сопротивление нагрузки до тех пор, пока ток нагрузки не станет равным пульсации индуктора ΔI/L.
Приведенный выше график станет таким, как показано ниже. Это известно как граница между CCM и DCM, где дальнейшее увеличение нагрузки изменит работу с CCM на DCM. Ток становится нулевым только на нулевой интервал времени, а затем начинает увеличиваться.
Дальнейшее увеличение сопротивления нагрузки еще больше снизит ток нагрузки, что изменит работу понижающего преобразователя с CCM на DCM. Режим работы немедленно меняется, когда ток нагрузки уменьшается больше, чем пульсация. Условие для DCM: I < ∆IL. Следующий график показывает режим DCM. Ток нагрузки теперь преждевременно падает до нуля. Под преждевременным подразумевается, что ток падает до нуля до включения переключателя.
Свойства CCM
Некоторые свойства CCM:
- Преобразователь, который стабилен в режиме CCM, будет стабилен и в режиме DCM.
- Мощность передачи в CCM приблизительно пропорциональна рабочему циклу D. тогда как мощность передачи в DCM приблизительно пропорциональна квадрату рабочего цикла D. Из этого утверждения мы видим, что DCM имеет преимущество перед CCM.
DCM (прерывистый режим проводимости)
Говоря более технически, DCM возникает из-за пульсации переключения тока индуктора. Или это происходит из-за изменения полярности напряжения конденсатора таким образом, что это нарушает предположения, сделанные для реализации переключения. Проще говоря, пульсации тока индуктора больше, чем ток нагрузки. Таким образом, во время выключения ток нагрузки начинает уменьшаться, пока не станет равным нулю.
В основном в понижающем преобразователе ШИМ это происходит, когда и напряжение, и ток цепи становятся равными нулю на короткий промежуток времени. В течение этого интервала формируется новая форма цепи, что обычно невозможно. Это известно как режим DCM, который иногда намеренно разработан.
Общие D/T/s остаются неизменными во время DCM, потому что проводимость сигнала контролируется управляющим сигналом D. И это не зависит от работы схемы, однако D/T/s делится на две новые части, то есть D2 и D3, как показано на рисунке выше. D2 и D3 являются дополнительными неизвестными параметрами, которые немного усложняют расчет.
Свойства DCM
- Выходное сопротивление увеличивается
- Динамика изменяется после входа в режим DCM
- M становится зависимым от нагрузки
- После снятия нагрузки может быть потерян контроль выходного напряжения
- На коммутационном узле может быть сильный звон. В результате он будет иметь сильные помехи электрического поля в течение микросекунд или огромные излучаемые ЭМП.
Работа понижающего преобразователя
Работу понижающего преобразователя можно объяснить в двух режимах. Режим 1, когда переключатель включен, и режим 2, когда переключатель выключен. Оба режима подробно объяснены ниже.
Режим 1
При включении переключателя диод станет обратным смещением к приложенному входу. Таким образом, весь входной ток будет протекать через индуктор. Следовательно, постоянный входной ток Idc, текущий в цепи, равен току индуктора.
I/L = I/dc
Индуктор будет заряжаться во время включения. Этот ток далее делится на ток нагрузки Io и ток конденсатора Ic.
IL = Ic + IR
Напряжение индуктора VLon в течение этого периода представляет собой разницу напряжений между приложенным постоянным напряжением Vdc и выходным напряжением Vo.
V/Lon = V/dc-V/o
Среднее напряжение на индукторе VL равно нулю согласно балансу вольт-секунд. Вспоминая уравнение рабочего цикла, время включения ton является произведением рабочего цикла D и общего времени T.
t/on = DT
Пульсирующий ток во время режима включения можно найти из соотношения тока индуктора и напряжения
VL = Ldi/dt
di/dt = VL/L
Подставляя значение VL, получаем
di/dt = (Vdc-Vo)/dt
ΔILon = Δton (Vdc-Vo)/L
Подставляя значение Δton, окончательная форма уравнения будет такой
ΔILon = DT (Vdc-Vo)/L
Окончательный результат показывает наклон тока индуктора во время включения. Форма волны, показанная ниже, показывает пульсирующий ток, который сначала увеличивается во время включения, а затем уменьшается с отрицательным наклоном.
Режим 2
После выключения переключателя режим 1 меняется на режим 2. В этом режиме полярность индуктора меняется, и он начинает действовать как источник. Ток в этом режиме течет из-за накопленной энергии в индукторе. Источник постоянного тока в этот период отключен. Поэтому ток течет в цепи до тех пор, пока индуктор не разрядится. Напряжение, возникающее на индукторе, равно напряжению нагрузки с отрицательной полярностью.
VLoff = -Vo
После выключения переключателя полярность индуктора меняется, что делает диод смещенным в прямом направлении. Анодное напряжение становится более положительным, чем катодное в этот период, и, следовательно, начинает проводить.
Время выключения toff можно вывести из времени включения ton в рабочем цикле.
toff = T – ton
toff = T – DT
Время выключения можно записать в окончательном виде как
toff = (1- D) T
Наклон тока индуктора можно найти еще раз с помощью уравнения напряжения тока индуктора.
VL = Ldi/dt = -Vo
di/dt = -Vo/L
ΔILoff = Δtoff (-Vo)/L
Подставляя значение Δtoff, окончательная форма отрицательного наклона тока индуктора будет такой, как указано
ΔILoff = T (1-D) (-Vo)/L
Минимальный и максимальный пик тока индуктора
Минимальный ток индуктора ILMIN и максимальный ток индуктора IMAX являются наиболее важными терминами при проектировании. Поэтому необходимо найти как минимальный пик, так и максимальный пик тока. Как ILMIN, так и IMAX можно очень легко найти в соответствии с предыдущим пунктом.
Расчет ILmin
ILmin= IL – |ΔIL|/2
Подставив значения, которые мы обсуждали в предыдущих двух режимах работы, форма уравнения станет вот такой:
Упрощая вышеприведенное уравнение, можно получить окончательную форму минимального тока индуктора, как показано ниже.
Расчет ILmax
ILmax= IL + |ΔIL|/2
Подставив ранее обсуждавшиеся значения в приведенное выше уравнение, получим
Упростив вышеприведенное уравнение, получим окончательную форму, представленную ниже, для максимального тока индуктора:
Передаточная функция понижающего преобразователя
Понижающий преобразователь необходимо рассматривать в устойчивом состоянии для нахождения передаточной функции. Это рассмотрение упростит вычисления для нахождения передаточной функции. Среднее напряжение на индукторе равно нулю в устойчивом состоянии согласно вольт-секундному балансу. Кроме того, индуктор будет действовать как короткое замыкание в устойчивом состоянии на чистый постоянный ток.
Математически
<VL> = VLonton + VLofftoff = 0
Где VLon — это напряжение на индукторе во время включения ton, а VLoff — это напряжение во время выключения. Подставив значения VLon, ton, VLoff, toff в приведенное выше уравнение, получим
<VL> = (Vdc – Vo) DT + (– Vo) (1 – D) T = 0
Дальнейшее упрощение приведет к
VdcD – VoD – Vo + VoD = 0
Окончательная форма передаточной функции:
Vo = DVdc
где значение D находится в диапазоне от 0 до 1. Следовательно, это показывает, что среднее выходное напряжение всегда меньше приложенного входного напряжения.
Подписывайтесь на мой Телеграм-канал https://t.me/+2_mpnJYjogIxODRi
Проектирование компонентов и номиналов для понижающего преобразователя
В этом разделе я расскажу про проектирование компонентов, используемых в понижающем преобразователе, и их номинальные характеристики.
Проектирование индуктора для понижающего преобразователя
В этом разделе описывается важный аспект индуктора, необходимый для понижающего преобразователя. Он включает в себя две основные идеи, а именно критическую индуктивность и пиковый ток индуктора.
Критическая индуктивность
Критическая индуктивность Lc — это минимальное значение индуктивности, при котором ток индуктора достигает нуля. Следовательно, это самое важное условие для работы понижающего преобразователя в прерывистом режиме. Другими словами, значение индуктивности выбирается ниже критической индуктивности для работы понижающего преобразователя в прерывистом режиме.
Требование устанавливается с помощью минимальной процентной нагрузки. Другой способ — установить требование с помощью максимального ΔIL, о котором было рассказано ранее. Для работы понижающего преобразователя в режиме CCM значение индуктивности выбирается больше критической индуктивности.
- L < Lc для работы понижающего преобразователя в режиме DCM
- L > 1,05Lc для работы понижающего преобразователя в режиме CCM
Критическое значение индуктивности можно легко найти, используя ранее выведенное уравнение ILmin, где в уравнении установлено ILmin = 0.
ILmin = 0 = IL-|ΔIL|/2
Значение критической индуктивности можно найти напрямую, упростив уравнение. После решения приведенного выше уравнения мы получаем следующий результат.
Это самое важное уравнение для нахождения критической индуктивности, которая определит режим работы понижающего преобразователя, где эти величины выбраны как заданные:
- Dmax — это расчетное входное напряжение для Lc.
- Rmax рассчитывается при минимальном выходном токе. Rmax = Vo/Iomin. Iomin рассчитывается и выбирается таким образом, чтобы поддерживать CCM. Он выбирается для 10% нагрузки с CCM. Значение Iomin может быть указано максимальным ΔIL таким образом, что Iomin = ΔIL/2.
- f — это частота переключения, которая обычно выбирается проектировщиком. Размер критической индуктивности Lc обратно пропорционален частоте переключения f. Поэтому выбор высокого значения f уменьшит размер Lc, что уменьшит размер понижающего преобразователя.
Пиковый ток индуктора
Пиковый ток индуктора можно найти, используя максимальное значение индуктивного тока ILmax. Максимальный ток индуктора возникает при максимальной нагрузке. Пиковый ток индуктора можно найти, используя уравнение максимального тока индуктора, как указано в виде
ILmax= IL + |ΔIL|/2
Ниже приведена упрощенная форма, которая определит номинальный ток индуктора.
- Dmax рассчитывается по самому высокому входному напряжению.
- Значение L должно быть выбрано, как было указано ранее.
Проектирование переключателя для понижающего преобразователя
В этом разделе будут рассмотрены номинальные значения тока и напряжения переключателя для понижающего преобразователя.
Номинальное напряжение для переключателя в понижающем преобразователе
Для идеального диода Vswitch-max равно Vdcmax, а для неидеального диода Vswitch-max равно Vdcmax плюс VF. Дополнительная переменная VF — это максимум
- Для идеального диода Vswitch-max = Vdcmax
- Для неидеального диода Vswitch-max = Vdcmax + VF
- Коэффициент безопасности 20% используется не менее 20%.
- Номинал Vdcmax для МОП-транзистора
Номинальный ток для переключателя в понижающем преобразователе
Номинальный ток для переключателя рассчитывается на основе среднего тока. Нарисовав форму волны тока переключателя, можно рассчитать среднее значение тока. Средний ток для переключателя рассчитывается здесь.
Общий ток индуктора равен току переключателя и току диода с использованием KCL. Во время включения ток индуктора равен току переключателя, а ток индуктора равен току диода во время выключения. Форма волны тока переключателя Iswitch, тока диода Idiode и тока индуктора IL показана ниже для времени включения и выключения.
Средний ток переключения <Iswitch> равен
Подставив значения в приведенное выше уравнение, получим результат, указанный ниже.
Дальнейшее упрощение и подстановка ранее обсуждавшегося значения
<Iswitch> = <IL>.D
<Iswitch> = <Io>.D
Окончательная форма уравнения номинального тока для переключателя становится
<Iswitch_max> = <Iomax>.D
Конструкция диода (диод Шоттки) для понижающего преобразователя
Диоды Шоттки предпочтительны для разрядки понижающих преобразователей из-за быстрого восстановительного действия. Эти диоды известны как быстро восстанавливающиеся диоды, поэтому предпочтительны для работы на высоких частотах, т. е. понижающего преобразователя. В этом разделе будут обсуждаться номинальные значения тока и напряжения диода Шоттки для понижающего преобразователя.
Номинальное напряжение диода для понижающего преобразователя
VPRM или PIV (пиковое обратное напряжение) — это максимальное напряжение на диоде. Оно указано в техническом описании компонента. Для идеального переключателя пиковое обратное напряжение VPRM равно максимальному входному напряжению VDCmax. Для неидеального случая VPRM равно VDCmax плюс максимальное прямое падение напряжения Vsw на переключателе.
VPRM = VDCmax + Vsw
Где значение Vsw рассчитывается при максимальном токе нагрузки. Для этого расчета он позволит использовать коэффициент безопасности не менее 20%.
Номинальный ток диода для понижающего преобразователя
Для расчета номинального тока диода используется тот же подход, что и для расчета выключателя. Средний прямой ток диода рассчитывается по форме волны тока диода. Поскольку диод проводит ток во время выключения выключателя, то при расчете учитывается toff.
Подставив значения в приведенное выше уравнение, получим результат
Упрощение приведенного выше уравнения приведет к следующему результату:
Подставив ранее обсуждавшиеся значения и упростив, результат станет таким:
<IF> = <IL> (1-D)
<IF> = <Io> (1-D)
Это приведет к одному из самых важных результатов:
IFmax > I0max (1-Dmin)
Следующая форма волны — это форма волны тока диода. Она обеспечивает простоту нахождения среднего значения.
Проектирование конденсатора для понижающего преобразователя
В этом разделе будет рассмотрен важный параметр конденсатора, при котором конденсатор может работать в безопасном режиме. Кроме того, конденсатор спроектирован таким образом, чтобы требуемая функция выполнялась.
Номинальное напряжение
Конденсатор спроектирован и выбран таким образом, чтобы максимальное напряжение конденсатора выдерживало максимальное выходное напряжение. В идеале максимальное напряжение конденсатора Vcmax равно
Как указано в виде
Vcmax = Vo+ ∆Vo/2
Где, переменная ∆Vo показывает наклон выходного напряжения.
Случай немного отличается для конденсаторов частиц. Практический конденсатор искажает член ∆Vo/2, поскольку практические конденсаторы имеют ЭПС, или ESR (эквивалентное последовательное сопротивление). Вклад, показанный ЭПС для пульсации выходного напряжения, равен (ЭПС * ∆IL). Этот вклад, вносимый ЭПС, можно подавить, используя следующие методы:
- Снижением ЭПС: это снизит возмущение пульсации напряжения. ЭПС можно уменьшить двумя способами. Либо путем параллельного соединения конденсаторов, либо путем использования конденсаторов с низким значением ЭПС.
- Снижение ∆IL: значение можно уменьшить, увеличив рабочую частоту или выбрав большее значение индуктивности L.
Минимальная емкость в зависимости от напряжения
Разработанный конденсатор обеспечит путь для пульсаций переменного тока индуктивности, в то время как чистый постоянный ток будет течь в нагрузку. Таким образом, конденсатор будет действовать как фильтр. Форма волны тока конденсатора будет выглядеть так, как показано ниже.
Из приведенной ниже формы сигнала тока конденсатора в зависимости от времени видно, что заряд является произведением площади площади и наклона.
Q = площадь. Δ
Подставив значения и упростив результат получим
Как мы знаем, q=CV. Следовательно, C=q/v
Подставляя значения в уравнение C=q/v
Окончательный результат для минимальной емкости будет таким, как показано ниже.
Значение ΔVo указывается в процентах от пикового значения выходного напряжения.
Номинальный среднеквадратичный ток и минимальная емкость в зависимости от тока
Конденсатор спроектирован таким образом, что максимальное входное напряжение будет соответствовать напряжению конденсатора в режиме ожидания. В идеале оба значения считаются равными, т. е. Vcmax = VDCmax, в то время как более реалистично конденсатор имеет ЭПС. Коэффициент ЭПС способствует потерям конденсатора. Коэффициент ЭПС можно уменьшить для повышения эффективности двумя способами. Либо путем параллельного соединения конденсаторов, либо путем выбора конденсатора с низким ЭПС.
q = toff.D.Io
toff =(1-D) T
q = (1-D) T.D.Io
q = [(1-D).D.Io ]/ f
Из самого простого уравнения мы знаем, что q = c.Δvdc
C = q/Δvdc
Подставив значение q в это уравнение, получим результат, как указано ниже.
Io рассматривается как Iomax. Поэтому приведенное выше уравнение становится таким:
Это требуемое значение емкости, тогда как уравнение номинального тока RMS можно найти вот так:
Сводная таблица
В следующей таблице приведены все важные уравнения, необходимые для проектирования понижающего преобразователя.
Проект понижающего преобразователя 12 В в 2,5 В, 1 А
В этом пункте я расскажу, как спроектировать понижающий преобразователь, который будет преобразовывать 12-вольтовый входной постоянный ток в 2,5-вольтовый выходной ток с током 1 А. Для такого преобразования у нас есть некоторые известные данные и требуются некоторые параметры. Правильный выбор компонентов необходим для успешного преобразования из 12 В в 2,5 В. Этот пример поможет спроектировать понижающий преобразователь для любого коэффициента преобразования.
Подписывайтесь на мой Телеграм-канал https://t.me/+2_mpnJYjogIxODRi
Известные данные для проектирования понижающего преобразователя
Приложенное входное напряжение постоянного тока Vdc = 12 В
Требуемое выходное напряжение Vo = 2,5 В
Iomax = 1 А
Ioccm = 0,1 А
%Vo = 1%
f = 50 кГц
Решение для поиска необходимых компонентов
Коэффициент заполнения D можно найти из соотношения выходного входного напряжения.
D=Vo/Vdc
D= 0,208
Определение значения индуктивности
Критическую индуктивность можно найти из ранее найденного уравнения:
Lc=1,979 x10-4 Гн
Критическую индуктивность можно выбрать как
Lc=200 x10-6 Гн
Пиковый ток можно найти по уравнению
ILmax 1,099 А
Пульсирующий ток индуктора ΔIL согласно уравнению равен
ΔIL 0.198 A
Нахождение значений диода
Vrrm =Vdc
Vrrm =12V
Прямой ток диода согласно данному уравнению будет
IFmax = Iomax (1-Dmin)
IFmax = 0,792 A
Выбор значений МОП-транзистора
Максимальное напряжение переключения согласно уравнению, полученному выше
Vswitch-max = Vdcmax =12v
При максимальном токе переключения
<Iswitch_max>=<Iomax>.D
<Iswitch_max>=0,208
Выбор значений конденсатора
Минимальная емкость, необходимая для преобразователя согласно уравнению, составит
C = 1,979 x 10-5 Ф
Ближайшее значение для этой требуемой емкости может быть
C = 50 x 10-6
Номинальное напряжение конденсатора
Vcmax= Vo+ ∆Vo/2
Vcmax = 2,513 В
Учет потерь неидеального понижающего преобразователя
Потери, связанные со временем включения, характеризуются временем прямого восстановления (tfr) и низким значением пикового прямого напряжения (VFP). Как tfr, так и VFP можно найти в техническом описании, где и tfr, и VFP построены в зависимости от dId(t)/dt. Сам коэффициент (dId(t)/dt) доступен для заданного набора условий в техническом описании. Зная два приведенных выше значения из технического описания, можно рассчитать PON при включении по данному уравнению
Статистические потери МОП-транзистора
Сопротивление МОП-транзистора (или MOSFET) RDSon напрямую влияет на статические потери. Это сопротивление вносит большой вклад в избыточные потери. Значение RDSon зависит от двух факторов: температуры перехода МОП-транзистора и приложенного напряжения к затвору МОП-транзистора.
Два графика, приведенные ниже, показывают экспоненциальное увеличение сопротивления в открытом состоянии. Сопротивление МОП-транзистора в открытом состоянии увеличивается с увеличением тока стока из-за приложенного напряжения к затвору. Длительность импульса, рассматриваемая для этого графика, составляет 2 мкс, напряжение затвор-исток VGS считается 10 В, а рабочий цикл D составляет 0,5%.
Другой график показывает увеличение сопротивления в открытом состоянии с ростом температуры. Длительность импульса, рассматриваемая для этого графика, составляет 80 мкс, напряжение затвор-исток VGS считается 10 В, а рабочий цикл D составляет 0,5%. Ток стока в этом случае составляет 7,9 А.
Статические потери МОП-транзистора (P_static) для сопротивления включения RDS-on можно рассчитать по данному уравнению
Pstatic = (Iswitch_rms)2 . RDS_on
Вспомнив значение Iswitch_rms и подставив его в приведенное выше уравнение, получим следующий результат:
Потери при переключении МОП-транзистора
Потери при переключении МОП-транзистора зависят от перекрытия напряжения и тока. Так как P=vi, то потери мощности прямо пропорциональны времени их перекрытия. Потери при переключении связаны со временем перехода переключателя.
Во время перехода и ток, и напряжение не равны нулю. Поэтому основные потери при переключении обусловлены перекрытием тока и напряжения. Эти потери еще больше увеличиваются с ростом частоты, поскольку потери происходят как после включения, так и после выключения МОП-транзистора.
Приведенный график показывает, как происходят потери в переходных состояниях. Напряжение на переключателе приближается к нулю с определенным наклоном, в то время как ток на нем увеличивается. В это время происходят потери. То же самое происходит и при выключении переключателя.
В это время ток приближается к нулю с определенным наклоном, в то время как падение напряжения на нем увеличивается. Вот как происходят потери во время перехода:
Согласно вышеизложенному, общие потери мощности Ploss равны потерям мощности во время включения и выключения.
Математически
Pstatic = Pturn-on + Pturn-off
Мы знаем, что потери во время включения составляют
Pturn-on= ton.Io.Vdc/6T
В то время как потери во время выключения составляют
Pturn-off= toff.Io.Vdc/6T
Подставив оба этих значения в приведенное выше уравнение, мы получим следующий результат:
Принимая общий термин, окончательная форма для общих потерь при переключении будет иметь такой вид:
Потери на затворе МОП-транзистора
Эти потери считаются из-за выходной емкости Coss МОП-транзистора. Эта емкость заряжается, когда МОП-транзистор выключен, что приводит к заданным потерям:
PCoss = ½ (CossVdc2f)
В то время как потери на затворе зависят от двух параметров, а именно напряжения на затворе Vgate и общего заряда затвора Qgate. Учитывая оба, математическая форма для потерь на затворе будет
Pgate = ½ (QgateVgate.f)
Статистические потери диода
Потери, возникающие, когда диод полностью включен или когда диод полностью выключен. Статические потери, возникающие, когда диод находится в открытом состоянии, называются прямыми статическими потерями. Напротив, потери, возникающие в выключенном состоянии, называются обратными статическими потерями.
Математически прямые потери являются произведением прямого тока диода (IF) и прямого напряжения диода (VF). Для более точного значения прямых потерь диода добавляются среднеквадратичные потери, возникающие из-за динамического сопротивления диода, rd.
Все эти расчеты были для прямых потерь. В то время как потери для обратного состояния
Preverse = VrIr (1-D)
Потери при переключении диода
В этом разделе будут рассмотрены потери, связанные с диодом, подключенным в практическом понижающем преобразователе. То же самое касается диода, как и переключателя, рассмотренного ранее. В этом разделе будут рассмотрены потери, связанные как со временем включения, так и со временем выключения.
Потери, связанные со временем включения, характеризуются временем прямого восстановления (tfr) и низким значением пикового прямого напряжения (VFP). Как tfr, так и VFP можно найти в техническом описании, где и tfr, и VFP построены в зависимости от dId(t)/dt. Сам коэффициент (dId(t)/dt) доступен для заданного набора условий в техническом описании. Зная два приведенных выше значения из технического описания, можно рассчитать PON при включении по данному уравнению:
PON = 0,4.(VFP-Vf).tfr.If.f
Потери, связанные со временем выключения, связаны со временем, в течение которого напряжение и ток диода перекрываются. Это перекрытие в основном вносит вклад во время обратного восстановления.
Это действительно важное уравнение для расчета потерь выключения в неидеальном случае. Некоторые неизвестные значения, необходимые для приведенного выше уравнения, можно найти из следующих уравнений:
Основные потери индуктора
В понижающем преобразователе может быть не более трех индукторов, а именно: накопительный индуктор, связанный индуктор и фильтрующий индуктор. Поэтому потери всех этих индукторов учитываются в понижающем преобразователе. В большинстве понижающих преобразователей связанный индуктор не используется, но накопительный индуктор и фильтрующий индуктор должны быть. Поэтому потери их двух индукторов учитываются.
Некоторые потери, которые возникают в магнитных компонентах, приведены как:
- Омические потери в меди: эти потери обусловлены сопротивлением постоянному току и среднеквадратичным значением тока.
- Потери в обмотке из-за переменного тока: переменный ток вносит вклад в эти потери из-за скин-эффекта, эффекта близости.
- Потери в сердечнике — гистерезис и потери на вихревые токи: это происходит из-за потока переменного тока в сердечнике. Потери на гистерезис прямо пропорциональны частоте. Потери на вихревые токи пропорциональны квадрату той же частоты. Важное уравнение, используемое для расчета этих потерь, известно как уравнение Штейнмеца (SE). Это уравнение задается как
PV=K1.fa.ΔBβ
Выше представлена общая форма уравнения Штейнмеца, тогда как модифицированная форма этого уравнения выглядит как
PV=K1.faeq .ΔBβ
Потери меди в индукторе
Существует два основных типа потерь, связанных с индуктором, а именно потери в меди индуктора и потери в сердечнике индуктора. В этом разделе будут обсуждаться потери в меди индуктора, в то время как о потерях в сердечнике я расскажу отдельно.
Потери в меди индуктора, как следует из названия, связаны с обмоткой индуктора. Поскольку обмотка изготовлена из медной проволоки, это будут потери в меди индуктора. Эти потери носят резистивный характер, поскольку обмотка имеет некоторое сопротивление. Эти потери незначительны, поэтому они игнорируются для идеального понижающего преобразователя, хотя и рассматриваются для более точных расчетов.
Потери в меди индуктора возникают из-за сопротивления обмотки. Таким образом, потери в меди индуктора являются произведением сопротивления постоянного тока индуктора RL и среднеквадратичного тока индуктора I͠L.
PL = I͠L2.RL
среднеквадратичное значение тока I͠L можно найти в соответствии с приведенным ниже уравнением, в то время как RL — это сопротивление индуктора.
Потери в сердечнике индуктора
Потери в сердечнике индуктора в понижающем преобразователе в основном зависят от трех факторов, а именно: размаха потока B, частоты переключения F и температуры. Общая форма формулы для потерь в сердечнике индуктора имеет вид
Потери в сердечнике = Потери в сердечнике/Объем единицы x Объем
Где Потери в сердечнике/Объем единицы для приведенного выше уравнения можно рассчитать как
Потери в сердечнике/Объем единицы = k1 x Bk2 x Fk3
k1, k2 и k3 — все это константы, которые обычно предоставляются производителями сердечников. Значения, требуемые для этих констант, должны быть как можно ниже для низких потерь в сердечнике. Некоторые известные производители и компании предоставляют очень низкие значения этих коэффициентов для лучшей эффективности.
Потеря ЭПС конденсатора
Все реальные конденсаторы имеют ЭПС (эквивалентное последовательное сопротивление). Это сопротивление вносит большой вклад в избыточные потери. Значение RDSon зависит от двух факторов: температуры перехода МОП-транзистора и приложенного напряжения к затвору МОП-транзистора.
PESR = I͠c2.RESR
Где I͠c2 в приведенной выше формуле — это среднеквадратичный ток конденсатора, а ЭПС — это последовательное сопротивление конденсатора. Значение I͠c2 можно найти по ранее приведенным формулам.
Подписывайтесь на мой Телеграм-канал https://t.me/+2_mpnJYjogIxODRi
Примеры проектирования понижающего преобразователя с потерями
В этой статье уже была показан проект понижающего преобразователя. Но тот пример был для чисто идеального понижающего преобразователя, которого не существует в практической жизни. В этом разделе будет показано, как использовать ранее выведенные уравнения для вычисления значений различных компонентов, необходимых для понижающего преобразователя.
Пример 1
Этот пример покажет, как спроектировать неидеальный понижающий преобразователь для заданных параметров. Это сделано в в соответствии с предыдущим обсуждением и выведенными уравнениями.
Заданные параметры
Номинальное выходное напряжение системы
Vonom = 12 В
Номинальное входное напряжение системы
Vinnom = 24 В
Максимальная выходная мощность
120 Вт
Частота переключения
Fs = 250 кГц
Максимальный процент пульсации
Vopp = 2%
Минимальный процент CCM
Iccm = 10%
Расчеты для проектирования
Номинальный рабочий цикл для неидеального понижающего преобразователя равен
D = Vonom/Vinnom
D = 0,5
Выбор значения индуктивности: формула критической индуктивности немного отличается, т.е.
Вывод: Мы уже обсуждали, что значение индуктивности не должно быть выбрано меньше критической индуктивности. Следовательно, значение индуктивности может быть любым значением больше этого критического значения. Следовательно, выбираем Lo как
Lo = 200 мкГн
Значение сопротивления постоянного тока индуктивности 200 мкГн можно измерить с помощью цифрового мультиметра. Но мы предполагаем, что оно равно 100 мОм.
RLo = 100 мОм
Расчет пикового тока индуктивности в соответствии с приведенным выше обсуждением:
Выбор переключателя:
Напряжение переключения равно
Vswmax = Vinom = 24 В
Ток переключения равен
Id = D.Pomax/Vonom
Id = 5 А
Вывод: Согласно приведенным выше результатам, мы пришли к выводу, что МОП-транзистор IRF7471 40 В 10 А Rdson 13 мОм является лучшим решением.
Выбор диода:
Для правильного выбора диода нам необходимо знать значения двух параметров, а именно Vrrm диода и прямой ток диода. Мы знаем, что
Vrrm = Vinom
Vrrm = 24 В
Прямой ток диода согласно данному уравнению равен
IF = (1-D).Pomax/Vonom
IF = 5 А
Вывод: согласно приведенным выше значениям, мы пришли к выводу, что диод Шоттки MBR3040 является наилучшим решением. Более подробную информацию см. в техническом описании MBR3040.
Выбор конденсатора:
Для выбора номинала конденсатора нам необходимо знать значения трех параметров, то есть номинал напряжения конденсатора, емкость Co и номинальный среднеквадратичный ток.
Мы знаем, что значение номинального напряжения конденсатора по формуле равно
Vcap = Vonom+Vopp.Vonom/2
Vcap = 12,12 В
Емкость Co равна
Среднеквадратичное значение текущего рейтинга можно найти по следующей формуле:
Вывод: проанализировав приведенные выше результаты, мы пришли к выводу, что наилучшим значением конденсатора для выбора является конденсатор 25 В 50 мкФ.
Пример 2
В этом примере показана конструкция понижающего преобразователя, поддерживающего ток до 10% от 5 А, что соответствует току полной нагрузки.
Заданные параметры
Выходное напряжение системы
Vo = 12 В
Входное напряжение системы
Vdc = 24 В
Частота переключения
Fs = 100 кГц
Выходной процент пульсации Vpp
ΔVo = 10. x10-3 В
Процент minload-CCM
CCM = 10%
Полный ток нагрузки
Iomax = 10A
Период времени Ts это обратная величина частоты переключения. Следовательно, Ts = 1/100k
Расчеты для проектирования
Здесь мы рассчитаем все важные параметры, необходимые для проектирования понижающего преобразователя. Прежде всего, необходимо найти идеальное время включения и идеальное время выключения.
Идеальное время включения переключателя — это отношение выходного напряжения к входному напряжению с произведением общего периодического времени.
ton = (Vo/VDC).Ts
ton = 2,5 x10-5 с
Минимальный ток, необходимый для поддержания режима непрерывной проводимости (CCM), составляет
Iomin = ccm.Iomax
Iomin = 1A
Выбор номинала индуктора:
Мы найдем значение критического значения индуктивности, которое определит минимальное значение, при котором понижающий преобразователь может работать в режиме CCM. Значение должно быть выбрано больше критического значения индуктивности для работы в режиме CCM. Допустим, на 10% больше критического значения индуктивности.
Lc = (VDC-Vo).ton/2.Iomin
Lc = 4,5×10-5 Гн
Вывод: Как мы уже обсуждали ранее, выбранное значение индуктивности должно быть больше 10% от критического значения индуктивности. Таким образом, L=1,1Lc
L = 4,95 x10-5 Гн
Минимальное значение выходного тока можно вычислить в соответствии с выбранным значением индуктивности, которое равно
Iomin = (VDC-Vo).ton/2L
Iomin = 0,909 А
Следующее, что необходимо определить, это ILmin и ILmax при минимальной нагрузке. Первоначальное предположение для ILmin и ILmax было 1A, потому что нам нужно, чтобы пульсации были равны нулю.
Два приведенных уравнения в терминах ILmin и ILmax:
Iomin = (ILmax1+ILmin1)/2
(VDC-Vo).ton/L = ILmax1+ILmin1
Следовательно, путем упрощения ILmin и ILmax при минимальной нагрузке:
ILmin1 = 0A
ILmax1 = 1,818A
Следовательно, разница между ними
ΔIL1 = ILmax – ILmin
Расчет номинала выходного конденсатора
Приблизительное значение ESR (ЭПС) согласно его уравнению равно
ESR = ΔVo/ΔIL
ESR = 5,5×10-3 Ω
Если предположить, что используется электролитический конденсатор, то
ESR*C = 65 мкс
Co = (65 x10-6/ESR) с
Подставляя их значения, получаем эквивалентный результат
Co = 0,012 Ф
Вывод: ближайшее стандартное значение конденсатора к расчетному составляет 15×10-3. Поэтому, выбираем выходной конденсатор Co=15 x10-3.
Расчет общей пульсации
Для расчета общей пульсации нам нужно найти пульсацию из-за двух факторов, а именно пульсацию из-за заряда-разряда конденсатора и пульсацию из-за ЭПС конденсатора. Эти расчеты выполняются по отдельности, а их сложение дает общую пульсацию. Для расчета всех этих значений нам нужно пересчитать значение ЭПС для выбранного конденсатора.
ESR = (65 x10-6)/Co s
Подставляя значения и упрощая, получаем результат
ESR = 4,333×10-3
Значение пульсаций из-за заряда и разряда конденсатора равно
ΔVc = ( ΔIL.Ts)/8Co
Результат уравнения выше, подставляя значения, равен
ΔVc = 1,515×10-3
Значение пульсаций из-за ЭПС конденсатора равно
ΔVESR = ΔIL.ESR
ΔVESR = 7,879 x10-4 В
Значение общих пульсаций равно сумме пульсаций из-за заряда и разряда конденсатора и пульсаций из-за ЭПС конденсаторов.
ΔVtot = ΔVc+ ΔVESR
Повышение эффективности
Эффективность можно повысить, выбрав правильное значение компонентов, используемых в понижающем преобразователе. Эффективность можно повысить еще больше, применив обсуждаемые стратегии к следующим компонентам.
Через конденсатор
Как обсуждалось ранее в статье, ЭПС конденсатора напрямую влияет на потери мощности. Следовательно, потери можно уменьшить, уменьшив ЭПС. Другими словами, уменьшение ЭПС уменьшит потери мощности, что увеличит эффективность.
Другой способ уменьшения потерь мощности и повышения эффективности — использовать метод параллельного соединения конденсаторов. Используя этот метод, общая емкость увеличится, при этом уменьшится ЭПС. Уменьшение ЭПС— это альтернативный способ сказать, что эффективность увеличится.
Уменьшение пульсации тока индуктора
Эффективность можно повысить, уменьшив среднеквадратичные потери, которые происходят как в индукторе, так и в выходном конденсаторе. Это огромные потери, и их необходимо уменьшить для повышения эффективности. Существует множество стратегий для уменьшения пульсации тока индуктора.
Более распространенным решением для устранения пульсации является использование накопительного конденсатора. Это решение предназначено для устранения пульсации, которая не попадает на выход, но потери все еще происходят.
Более практичным решением является увеличение частоты переключения или увеличение индуктивности. Это уменьшит пульсацию индуктора, но увеличит потери из-за частоты. Причина в том, что частота также прямо пропорциональна потерям. Всегда существует компромисс между ними.
Теперь, если значение индуктивности увеличивается вместо увеличения частоты, то сопротивление постоянного тока провода увеличивается. Поскольку значение сопротивления прямо пропорционально длине провода обмотки. Поэтому выбор большого значения индуктивности увеличит потери из-за DCR.
Снижение напряжения управления затвором
Уменьшая напряжение управления затвором, можно уменьшить потери мощности, которые там происходят. Другими словами, можно повысить эффективность системы.
Использование синхронного МОП-транзистора
Использование синхронного МОП-транзистора вместо диода может повысить эффективность. Это значительно повышает эффективность для низкого напряжения и высокого тока. Это синхронное выпрямление выполняется путем замены свободных диодов Шоттки на МОП-транзистор.
Эта процедура особенно полезна для приложений с высоким током и низким рабочим циклом. Проблема все еще не устранена, даже путем замены диода Шоттки на МОП-транзистор. Последняя проблема может быть решена путем замены внутреннего диода на диод Шоттки. Причина в том, что внутренний диод медленный из-за своего мертвого времени.
Короче говоря, вся концепция заключается в замене свободных диодов Шоттки на МОП-транзистор, а затем диод Шоттки подключается через МОП-транзистор. Комбинация МОП-транзистора и Шоттки — это FETKEY, например, IRF7326D2.
Мягкое переключение
Мягкое переключение, в противовес жесткому переключению, предотвращает перекрытие тока и напряжения переключателя во время выключения и включения. Это значительно улучшит эффективность преобразователя, поскольку мы уже обсудили связь частоты переключения и потерь.
Резонансная схема используется для изменения формы сигнала. При использовании этой схемы ток или напряжение сводится к нулю в момент инициирования переключения. Это снизит потери переключения почти до нуля.
Существует множество квазирезонансных понижающих топологий, таких как переключение с нулевым током и резонансные понижающие преобразователи с нулевым напряжением. Переключатели с нулевым током работают с постоянным управлением временем включения, в то время как с постоянным управлением временем выключения может работать переключатель с нулевым напряжением. Оба метода являются традиционно используемыми методами мягкого переключения.
Эти преобразователи способны сокращать потери мощности из-за переключения на ноль путем сокращения напряжения или тока до нуля во время перехода. Снижение потерь мощности увеличит эффективность, поскольку эффективность и потери обратно пропорциональны друг другу.
Схемы для упомянутых выше методов понижения приведены ниже.
Контроллер ШИМ
Контроллер текущего режима предпочтительнее, потому что у него много преимуществ. Некоторые из преимуществ будут перечислены ниже.
1. Подавление линии
- Избыток входного шума может быть ослаблен замкнутой токовой петлей
- Ослабление пульсации обычно бывает достаточным даже при умеренном усилении в контуре обратной связи по напряжению с управлением токовым режимом.
- Для управления режимом напряжения в основном контуре требуется гораздо большее усиление, чтобы достичь эквивалентной производительности, достигаемой в токовом режиме.
2. Работа CCM и DCM
- Спроектировать компенсатор с режимом напряжения, который может хорошо работать как в CCM, так и в DCM, невозможно.
- В токовом режиме нет проблем с пересечением границы между двумя режимами работы, т. е. CCM и DCM.
- Есть большое преимущество из-за оптимального отклика в обоих режимах. Это позволяет работать силовому каскаду гораздо эффективнее.
3. Простая компенсация
- В режиме напряжения, поскольку резонансная частота фильтра требует компенсатора типа 3 для стабилизации системы. Поэтому фаза падает очень резко.
- Токовый режим напоминает систему с одним режимом, поскольку мы заметили, что токовая петля управляет индуктором. Используя это, преобразователем можно управлять очень легко, поскольку это значительно улучшает запас по фазе.
- С учетом вышеизложенных пунктов, компенсатор типа 2 является адекватным. Используя это, процесс проектирования может быть значительно упрощен.
- Переход должен быть больше резонансной частоты для резонансной частоты напряжения.
Рассмотрение макета
При макетировании необходимо учитывать следующее:
1. Сохраняйте индуктивность трассы низкой,
- чтобы поддерживать индуктивность трассы как можно ниже. Предпочтительно уменьшать индуктивность трассы путем уменьшения длины, а не увеличения длины для критического пути. Критический путь — это путь переключателя и диода.
- Шумовые всплески могут появляться на микросхеме контроллера, а также на выходе и входе.
- Токовый зонд вносит дополнительную индуктивность. Поэтому избегайте его использования для диода и переключателя.
2. Предоставление развязки входа
- Предоставление очень хорошей развязки входа, поскольку конденсатор входа находится на критическом пути. Эти конденсаторы также известны как байпасные конденсаторы, поскольку они обходят источник при необходимости.
- В этом случае используются небольшие керамические конденсаторы. Один от переключателя к земле, а другой от конца питания к земле. Эти конденсаторы используются наряду с обычным конденсатором большой емкости.
3. Предоставление развязки с керамическими конденсаторами
- Использование небольшого керамического конденсатора обеспечивает хорошую развязку между заземляющими контактами и выходом.
4. Используйте экранированную катушку индуктивности
- Лучше использовать экранированную катушку индуктивности и размещать ее подальше от дорожки обратной связи и контроллера.
5. Выделение одного слоя для заземления в многослойных платах
- Лучше выделять один слой для заземления в многослойных платах.
6. Используйте короткую дорожку для обратной связи
- Для минимизации шума дорожка обратной связи должна быть как можно короче.
- Расположите дорожку обратной связи как можно дальше от источников шума.
Многофазный понижающий преобразователь
Эта технология преодолела недостаток однофазного традиционного понижающего преобразователя. Поскольку традиционный однофазный понижающий преобразователь имеет один переключатель, диод и индуктор, следовательно, эти компоненты имеют ограничения по току и не могут работать за пределами этих ограничений.
Для приложений с более высокой мощностью система должна работать при высоком токе, но все эти компоненты имеют ограничения. Лучшим возможным решением является использование нескольких одиночных традиционных понижающих преобразователей. Эта технология известна как многофазный понижающий преобразователь и может использоваться для приложений с низким напряжением и высоким током.
Выше представлена принципиальная схема многофазного понижающего преобразователя. Из схемы видно, что это просто параллельное соединение понижающих преобразователей. Все их входы являются общими друг для друга, как и их выходы, а затем подключаются к фильтру. Фильтр отфильтрует большую часть пульсации и передаст мощность постоянного тока на нагрузку.
Эта технология может быть очень полезна в будущем, поскольку процессоры и ASIC следующего поколения требуют более высоких токов, низкого напряжения и более быстрого динамического отклика.
Она должна работать с большой эффективностью и решениями по управлению питанием. Короче говоря, эта технология будет иметь более высокий спрос из-за удовлетворения спроса на увеличение плотности мощности из-за более высокой рабочей частоты и более высокой эффективности. Эта технология появляется, чтобы конкурировать с растущими требованиями к питанию.
Более низкий уровень мощности с приложениями высокой плотности может управляться с помощью 2-фазных решений, в то время как для высоких уровней мощности могут потребоваться решения до 4 фаз или даже больше. Причина снова в ограничениях компонентов и других ограничениях понижающего преобразователя. Таким образом, для приложений высокой плотности требуются решения с более высокой фазой.
Преимущества многофазности
Несмотря на то, что преимуществ многофазной техники довольно много, я расскажу только о некоторых наиболее важных:
1. Лучшая эффективность
Лучшая энергоэффективность может быть достигнута путем преобразования в один этап, а не преобразования в два этапа.
Например: 24 В необходимо преобразовать в 1,2 В с помощью двухфазного прямого преобразователя на 100 Вт. Ток будет разделен поровну на две фазы при двухфазном преобразовании. Следовательно, потери будут снижены на 50%, поскольку мы знаем, что потери в переключателе составляют ×R. Во-вторых, более низкий пиковый ток снизит потери включения и выключения. В результате общая эффективность будет увеличена.
2. Уменьшение пульсаций на входе/выходе
Частота переключения увеличивается с помощью многофазных ШИМ-контроллеров. Частота переключения прямо пропорциональна количеству фаз. Результирующая частота многофазного эквивалентна тактовым частотам ШИМ отдельных инверторов, умноженным на количество фаз.
Для более высокой рабочей частоты размер индуктора может быть уменьшен, и требуется небольшой входной выходной конденсатор. Это одно из главных преимуществ многофазности, поскольку один понижающий преобразователь ограничен определенной частотой.
Частота отдельного понижающего преобразователя не может быть увеличена больше номинальной частоты из-за частоты его компонентов. Но в многофазной технике количество фаз может быть увеличено настолько, насколько это необходимо. Следовательно, рабочая частота может быть увеличена до желаемого уровня. Увеличение частоты уменьшит размер индуктора и размер конденсатора. Другими словами, уменьшение размера уменьшит цену и размер.
3. Лучшее управление температурой
Как обсуждалось в предыдущей теме, частота обратно пропорциональна размеру индуктора. Теперь небольшой индуктор улучшит динамический отклик. Другими словами, малое сопротивление из-за малого индуктора позволит быстро изменять ток.
4. Простота производства
Для конструкций следующего поколения требуются автоматизированная сборка и малый форм-фактор. Конструкции следующего поколения отказались от использования громоздких индукторов, трансформатора и конденсаторов, а также ручной пайки.
Подписывайтесь на мой Телеграм-канал https://t.me/+2_mpnJYjogIxODRi