Связан ли однозначно коэффициент нелинейных искажений усилителя с качеством его звучания? В общем случае нет, это скажет любой специалист по звукотехнике. Причин «отсутствия звука» может быть много, обычно они связаны с ошибками в конструкции усилителя и неудачным схемным решением.
Проведём анализ усилителя без ООС, с помощью которой разработчики уменьшают коэффициент общих гармонических искажений (THD) и увеличивают демпинг-фактор (DF). За и против ООС сломано немало перьев, и мне не хочется здесь вступать в полемику.
Вообще в УМЗЧ неправилен сам принцип ООС: сперва сделать плохо, а потом исправлять. Логично сразу формировать на нагрузке высококачественный сигнал, тогда и ООС можно отсечь бритвой Оккама как лишнюю сущность.
Будем исходить из следующих положений:
· чем THD меньше, тем лучше. Зададимся целью достичь значения THD не более 0,1% (-60 дБ) для сигналов с максимальным уровнем (40 В), а для сигналов с уровнем -10 дБ от максимального (14 В) добиться THD не более 0,01% (-80 дБ);
· чем DF выше, тем лучше. Установим минимальное значение DF = 30 дБ.
Интерес к MOSFET как к активным приборам выходного каскада УМЗЧ возник в 70-е годы прошлого столетия в связи с разработкой мощных латеральных (боковых) транзисторов. Наиболее распространёнными в те годы были транзисторы 2SK135, 2SJ39 фирмы Hitachi. Современным аналогом этой легендарной пары являются транзисторы 2SK1058 и 2SJ162.
Кроме них рассмотрим комплементарные звуковые транзисторы и других фирм - см. таблицу. Исключением в этой таблице являются импульсные транзисторы IRFP240 и IRFP9240. Производитель не позиционирует их как звуковые, однако они успешно используются в выходных каскадах УМЗЧ с ООС.
Исходной для расчётов является передаточная характеристика - зависимость тока стока полевых транзисторов от напряжения на затворе. Теоретически эта зависимость должна быть квадратичной, но на практике оказывается, что это далеко не так.
Не вдаваясь в теорию работы MOSFET и не заботясь о размерности и физическом смысле коэффициентов, представим зависимость тока стока I от напряжения затвор-исток Ug в виде функции:
I = A (Ug - U0)B,
где: U0 - пороговое напряжение, А и В - расчётные коэффициенты.
Такое представление передаточной функции позволяет получить довольно точное соответствие расчётных кривых графикам передаточных характеристик, приводимым производителями транзисторов. Результаты расчётов коэффициентов аппроксимации для нескольких типов транзисторов приведены в таблице.
Нелинейные искажения и демпинг-фактор выходного MOSFET-каскада рассчитываются для схемы комплементарного истокового повторителя (КИП), приведённой на рис. 1. Для расчётов важны коэффициенты А и В характеристик транзисторов, а пороговым напряжением U0 в дальнейшем можно пренебречь.
Источник Ui генерирует синусоидальное входное напряжение КИП. Источники Ub1 и Ub2 задают на затворах начальное напряжение смещения, обеспечивающее ток покоя.
Источники Um обеспечивают питание КИП, его нагрузкой является резистор Rl. Число транзисторов в плече N можно менять, при этом в истоке каждого транзистора остаётся резистор Rs, а суммарный ток покоя каскада Ib остаётся неизменным.
Входной сигнал Ui генерируется в виде 16 отсчётов одного периода синусоиды, его амплитуда меняется от 1 до Um. Выходное напряжение каскада Uo для каждого отсчёта входного напряжения Ui находится в результате решения нелинейной системы уравнений:
Ui + Ub1 - Ug1 - Rs × I1(Ug1) = Uo
Ui - Ub2 + Ug2 + Rs × I2(Ug2) = Uo
(I1(Ug1) - I2(Ug2))RI × N = Uo
где: Ug1, Ug2 - напряжения затвор-исток транзисторов соответственно с N- и Р-каналом; I1(Ug1), I2(Ug2) - токи стоков транзисторов соответственно с N- и Р-каналом.
Для полученных отсчётов периода выходного сигнала выполняется БПФ, а затем находятся коэффициент общих гармонических искажений и относительные уровни гармоник сигнала. Кроме того, отнеся выходной сигнал к разности входного и выходного сигналов, получаем демпинг-фактор. Все расчётные величины пересчитываются в децибелы и заносятся в двумерный массив SiU, где: i = 0 - строка значений DF; i = 1 - строка значений THD; i = 2...8 - относительные значения 2...8 гармоник сигнала соответственно; U - амплитуда входного сигнала в вольтах.
Для удобства восприятия полученные результаты можно вывести в виде графика. Зададимся сопротивлением нагрузки Rl = 8 Ом и приступим к расчётам.
Транзисторы 2SK1058 и 2SJ162
Добиться необходимого значения THD = -60 дБ для КИП на этих транзисторах удаётся при токе покоя Ib = 1,4 А (рис. 2).
Основной вклад в THD практически во всём диапазоне выходного напряжения вносит 2-я гармоника сигнала. Как известно, чётные гармоники возникают из-за не идентичности транзисторов с P- и N-каналом. Логично попробовать скомпенсировать не идентичность транзисторов истоковыми резисторами Rs, но в данном случае это не даёт никакого положительного результата, наоборот, искажения только растут. В этом режиме достигается DF = 30,8 дБ.
Можно попробовать снизить ток покоя каскада до 1 А, а снижение THD «купить» увеличением числа транзисторов в плече до N = 6 (рис. 3). Результат THD = -61 дБ, DF = 32 дБ вполне приемлемый. Дальнейшее снижение тока покоя приводит к угрожающему росту 5-й гармоники при больших уровнях сигнала. В обоих вариантах включения не удаётся достичь уровня THD = -80 дБ для сигнала амплитудой 14 В.
Транзисторы 2SK1529 И 2SJ200
Уровень THD = -65 дБ, недостижимый для 12 транзисторов от Hitachi, оказался по плечу двум транзисторам от Toshiba при том же токе покоя, - сравните рис. 3 и 4.
Характерно, что в данном случае основной вклад в THD вносит 3-я гармоника, поскольку транзисторы с P- и N-каналами идентичны. В этом режиме получаем D = 34 дБ, а для сигнала амплитудой 14 В получаем THD = -84 дБ.
В случае N = 4 при том же токе покоя получим максимальное значение THD = -72 дБ и DF = 42 дБ. Графики для этого варианта приводить не буду: вид кривых остаётся практически неизменным, они просто «сползают» вниз на 7...8 дБ. Введение истоковых резисторов не уменьшает, а только увеличивает THD.
Транзисторы IRFP240 и IRFP9240
Эти транзисторы не являются «звуковыми», они предназначены для работы в ключевом режиме в схемах импульсных силовых устройств. Они широко распространены и недороги - эти обстоятельства также в пользу того, чтобы исследовать особенности их использования в выходных каскадах УМЗЧ.
Первое «включение»: повторяем условия предыдущего эксперимента и получаем максимальное значение THD = -65 дБ, DF = 33 дБ (рис. 5).
Как и следовало ожидать, THD формируется 2-й гармоникой сигнала, причём в области малых уровней сигнала искажения выше, чем у других транзисторов. Введение истоковых резисторов Rs в этом режиме работы приводит только к росту THD.
Увеличение числа транзисторов в плече до N = 4 снижает THD на 4...7 дБ, демпинг-фактор вырастает до DF = 39 дБ. В этом режиме введение истоковых резисторов номиналом 0,33 Ом позволяет симметрировать каскад, «укротить» 2-ю гармонику и существенно снизить THD в области малых сигналов. Удаётся достичь THD = -80 дБ для сигнала амплитудой 14 В (рис. 6). Как и следовало ожидать, демпинг- фактор каскада немного уменьшается: DF = 36 дБ.
Тот факт, что при большом и при малом токе покоя транзисторов реакция КИП на введение истоковых резисторов различна, наталкивает на мысль найти ток, при котором свойства каскада претерпевают изменения. Оказалось, что для пары IRFP240 и IRFP9240 существует «волшебная» точка при токе примерно 0,61 А, в которой THD каскада резко падает (см. рис. 7).
Бесполезно искать эту точку у других пар транзисторов: её там нет. Появление этой точки обусловлено уникальным значением В = 2,857 у транзистора IRFP240 (см табл.), а точнее, сочетанием В < 2 у одного транзистора пары и В > 2 у другого. Оказывается, в этом случае график коэффициента передачи каскада меняет наклон в зависимости от изменения тока покоя и при определённом его значении может оставаться постоянным вблизи нуля, как показано на рис. 8б. Именно в этом режиме и происходит значительное снижение искажений.
Итоги
Как и предполагалось, низкие искажения выходного MOSFET-каскада достигаются не только увеличением тока покоя, но в ряде случаев и параллельным включением нескольких транзисторов. Параллелить «звуковые» полевые транзисторы нужно без истоковых резисторов, последние только увеличивают искажения и снижают демпинг-фактор.
Искажения, вносимые транзисторами 2SK1058 и 2SJ162 от Hitachi, определяются в основном 2-й гармоникой сигнала. Строго говоря, эта пара не позволяет добиться малых искажений для сигналов ниже 14 В, но вторая гармоника, по мнению многих слушателей, не является неприятной и вносит в звук теплоту. Я этот вариант пробовал многократно на практике, мне звук понравился.
Пальма первенства достаётся транзисторам 2SK1529 и 2SJ200 от Toshiba. Они идентичны, поэтому основной вклад в искажения сигнала вносит 3-я гармоника. КИП на этих транзисторах имеет не только наименьшие искажения, но и наивысший демпинг-фактор.
Применение импульсных транзисторов IRFP240 и IRFP9240 от IR в выходном каскаде УМЗЧ возможно, но имеет некоторые особенности. Эти транзисторы необходимо использовать при небольшом токе покоя, для чего включать по несколько штук параллельно, причём обязательно с истоковыми резисторами. Если эти требования выполнены, то каскад может показать вполне приличные результаты.
Расчёты показывают резкое снижение искажений для этой пары транзисторов при определённом токе покоя. Можно, конечно, пробовать работать в этой точке, но возникает не только задача попасть в узкую область оптимального тока, но и поддерживать работу в ней при прогреве транзисторов. Вопрос о том, куда будет смещаться эта точка при повышении температуры, да и сохранится ли она вообще, не исследовался.
В целом результат исследований утешительный: вполне достижимы вносимые выходным MOSFET-каскадом искажения 0,01% для сигналов с амплитудой до 14 В и 0,1% для пиковых сигналов с амплитудой до 40 В. Демпинг-фактор может превышать 100. Это означает, что аудиофильные УМЗЧ без обратной связи сегодня могут быть реализованы без особых технических ухищрений.
Если же говорить об классических схема с ООС то на одной паре IRFP240/IRFP9240 вполне реализуется довольно неплохой УМЗЧ с приличной мощностью для бытового применения.
Схема электрическая
Технические характеристики:
- Режим работы выходного каскада – AB;
- Начальный ток (ток покоя) – 100 мА;
- Напряжение питания – ±40 В;
- Неравномерность частотной характеристики, дБ, не более, в диапазоне 15…25000 Гц – 1;
- Номинальное входное напряжение – 920 мВ;
- Номинальная выходная мощность (4 Ом) – 100 Вт;
- THD при номинальной выходной мощности (100 Вт) на частотах:
1 кГц – 0,01%;
20 кГц – 0,08%.
Из особенностей схемы стоит отметить построение входного дифференциального каскада на транзисторах VT1 и VT5. В цепи их эмиттеров включен источник тока на VT3 с дополнительной стабилизацией напряжения смещения базы VD1, а нагрузкой является не классический резистор в коллекторе, а два дополнительных транзистора VT2, VT4, также со стабилизацией напряжения смещения в базах VD2. Что можно выиграть при таком включении? Общие искажения снижаются более чем в два раза, по сравнению если бы были только нагрузочные сопротивления R4R9 и отсутствовал стабилитрон VD1.
Усилитель по напряжению выполнен на комплементарных транзисторах VT6VT9, с нагрузкой в виде токового зеркала на VT7VT8 и цепью установки (подстроечный резистор R17) и термостабилизации напряжения смещения выходного каскада на транзисторе VT10.
Печатная плата показана на рисунке. Выходные транзисторы запаиваются непосредственно на плату и крепятся к общему теплоотводу через теплопроводящие изоляционные подложки, как и транзистор VT10.
