Этот материал был достаточно давно опубликован в журнале «Силовая электроника». Тем не менее, автор считает, что предлагаемая статья сохраняет в значительной степени актуальность и сегодня, особенно для людей, планирующих изготовить сварочный инвертор своими силами. Предлагаемый вариант далеко не единственный и не претендует на образец для повторения. В Сети можно найти достаточное количество других конструкций, но наиболее интересный и творческий путь – разработать и «построить» свой «сварочник». Полезно ознакомиться с Application Note AN3200 “2,5 kW MMA Welding Machine” на сайте фирмы ST Microelectronics.
Источники сварочного тока инверторного типа (ИИСТ) к настоящему времени в значительной степени вытеснили традиционные сварочные выпрямители, основой которых является понижающий трансформатор, работающий на частоте первичной сети 50/60 Гц. Серийное производство ИИСТ с силовой частью на мощных ключевых MOSFET или IGBT транзисторах началось в середине восьмидесятых годов прошлого века. В настоящее время все ведущие производители сварочного оборудования предлагают ИИСТ как профессионального назначения, так и бытового применения. Выпускаемое инверторное оборудование вытесняет «50-ти герцовое» во всех областях применения и сварочных технологиях: ручная дуговая сварка плавящимся покрытым (штучным) электродом - технология ММА, ручная дуговая сварка неплавящимся электродом в среде защитных газов - технология TIG, автоматическая и полуавтоматическая сварка в среде защитных/активных газов плавящимся электродом (проволокой) – технология MIG/MAG, плазменная резка, сварка алюминиевых сплавов на переменном токе повышенной частоты и другие, менее распространенные виды электрической дуговой сварки.
Для иллюстрации преимуществ ИИСТ относительно «50-ти герцового» оборудования в табл. 1 приведены основные энергетические и массо-габаритные параметры нескольких ИИСТ известных производителей. Данные, приведенные в таблице, можно рассматривать как типичные.
Сравнивая параметры трех сварочных инверторов с традиционным сварочным выпрямителем ESAB LHP 200, можно отметить, что современный ИИСТ имеет на порядок меньшую массу и существенно более высокий коэффициент полезного действия (кпд), нежели традиционный выпрямитель, причем с питанием от трехфазной сети. По величине коэффициента мощности (КМ) ИИСТ не имеют преимуществ из-за того, что представляют собой для первичной сети емкостную нагрузку (в общем случае – нелинейную). При необходимости возможна установка в ИИСТ активного корректора КМ, что позволяет получать величину КМ порядка 0,99 (EWM Pico 162). С учетом больших функциональных возможностей ИИСТ, стабильности выходных параметров и постепенного снижения стоимости инверторного оборудования доля «50-ти герцовых» источников сварочного тока на рынке постоянно снижается. Тем не менее, традиционные сварочные трансформаторы для сварки на переменном токе и выпрямители на базе таких трансформаторов сохраняют свои позиции благодаря ряду специфических качеств: низкая стоимость, высокая надежность при эксплуатации в сложных климатических и производственных условиях, возможность ремонта персоналом, не имеющим подготовки в области силовой преобразовательной техники, отсутствие в составе оборудования дорогостоящих и часто недоступных к оперативной поставке комплектующих.
В настоящей статье рассматриваются схемотехника, конструктивные особенности и вопросы выбора элементной базы сварочного инвертора «начального уровня» для сварки штучными электродами, предполагаемая область применения которого – небольшие ремонтные и монтажные предприятия, индивидуальные предприниматели, по роду своей деятельности нуждающиеся в сварочных работах, ремонтные мастерские и просто граждане. Предлагаемый ИИСТ может найти применение и в качестве бытового сварочного аппарата, так как благодаря легкому поджигу, формированию стабильной и эластичной дуги существенно облегчается и ускоряется обучение навыкам проведения сварочных работ непрофессиональным пользователем. Кроме этого, обсуждаемый ИИСТ доступен для индивидуального изготовления подготовленными любителями. Статья не носит строгого характера с точки зрения конструктора РЭА и адресована широкому кругу читателей, интересующихся применением силовой преобразовательной техники в области источников сварочного тока, соответствующих современным тенденциям.
Сформулируем техническо-экономические требования к основным параметрам ИИСТ начального, бытового, «бюджетного» уровня. Исходя из области применения, описанной выше, сварочный аппарат должен работать от однофазной сети 220 В / 50 Гц, обеспечивать возможность использования штучных электродов диаметром 1,6 – 3,25 мм при напряжении холостого хода не менее 60 В эфф., КПД= 0,8 – 0,9, КМ=0,6 и более, иметь минимальную стоимость, вес и габариты, разумную надежность. Желательно, чтобы статическая вольт-амперная характеристика (ВАХ) инвертора имела крутопадающий вид. Также желательно обеспечить разумную ремонтопригодность.
В соответствие с перечисленными требованиями был разработан и изготовлен экспериментальный образец сварочного инвертора начального уровня со следующими параметрами:
Диапазон сварочного тока: 15 – 150 А;
Напряжение холостого хода (эффективное значение): 65 В;
Статическая ВАХ: «штыкового» типа;
КМ: 0,65;
КПД: 0,85;
Вес: 7,5 кГ;
Габариты (ШхВхД): 170х185х245 мм;
Напряжение питания: 220 В +-20% / 50 Гц;
Диаметр электрода: 1,6 – 3,25 мм;
Сервисные функции: антиприлипание электрода;
Из числа сервисных функций, характерных для современных ИИСТ профессионального и полу-профессионального уровня, в предлагаемом инверторе используется только функция «антиприлипание» - снижение тока нагрузки до минимального значения, если длительность короткого замыкания нагрузки превысила 2 с. Остальные функции, такие как «форсирование тока дуги», «горячий старт», регулируемая крутизна ВАХ в рабочей области и некоторые другие не реализованы с целью упрощения устройства и неочевидностью в их востребованности пользователями ИИСТ начального уровня.
Принципиальная электрическая схема предлагаемого ИИСТ (рис.1) является типичной для аппаратов этого класса и состоит из нескольких функционально самостоятельных блоков:
· Источник питания силовой части: входной выпрямитель VD1, VD2 c емкостным фильтром С1 и нелинейной зарядной цепью (блок А1).
· Силовая часть ИИСТ на базе однотактного конвертера: блок А2, силовой трансформатор Т2, вторичный выпрямитель VD7-VD9, выходной дроссель L2
· ШИМ-контроллер: блок А5, датчик тока нагрузки CS1, трансформатор тока Т1
· Блок питания слаботочной части ИИСТ: блок А3.
· Блок термозащиты и управления вентиляторами охлаждения: блок А4, вентиляторы М1, М2, датчики температуры DA1, DA3, K1.
· Органы управления и индикации: SF1, R1, VD10-VD14.
Рассмотрим подробнее каждый функциональный блок сварочного инвертора.
ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ СИЛОВОЙ ЧАСТИ
Источник питания силовой части инвертора представляет собой первичный выпрямитель напряжения питающей сети 220 В / 50 Гц, собранный на диодных мостах VD1 и VD2, и простейший фильтр – конденсатор С1 (четыре включенных параллельно конденсатора 470 мк х 450 В). Входной помехоподавляющий фильтр и коррекция коэффициента мощности не применяются в силу требования минимальной стоимости устройства. Для ограничения тока зарядки С1 при включении ИИСТ с помощью автоматического выключателя SF1 Siemens 5SX21 B32 используется нелинейная зарядная цепь, состоящая из токоограничивающего резистора R4 (расположен на плате БУТ блока А1) и шунтирующего тиристора TY1. Схема блока управления тиристором (БУТ) TY1 приведена на рис.2 и представляет собой модификацию схемы, предложенной в [1].
Алгоритм запуска ИИСТ и работы блока А1 следующий. После замыкания контактов SF1 начинается плавная зарядка емкости С1 (рис.1) через резистор R4 платы БУТ, тиристор TY1 в течение этого интервала времени находится в выключенном состоянии. Одновременно с зарядкой С1 заряжаются конденсаторы С7-С9 БУТ, обеспечивая тем самым задержку включения ключа VT3 БУТ, подающего напряжение питания 15 В на формирователь импульсов управления тиристором TY1, собранный на транзисторах VT1 и VT2. Время задержки определяется, в основном, постоянной времени цепочки R15, C7 и устанавливается заведомо больше времени зарядки накопительного конденсатора С1. По истечению времени задержки включается транзисторы VT4, VT3 и защелкиваются во включенном состоянии за счет положительной обратной связи через резистор R16. На конденсатор С6 подается напряжение питания и БУТ переходит в штатный режим работы.
Дозарядка конденсатора С1 (рис.1) происходит в каждом полупериоде сетевой частоты при разности мгновенных значений напряжения сети и напряжения на С1, равной напряжению пробоя стабилитрона VD3, в данном случае - 4,7 В. Таким образом реализован оптимальный способ управления тиристором – «при переходе напряжения на тиристоре через ноль». Фронтом импульса напряжения, полученного с помощью VD3, запускается одновибратор на VT1, VT2, который формирует управляющий импульс тока длительностью 200 мкс и амплитудой 200 – 250 мА. Длительность импульса, подаваемого на управляющий электрод тиристора, определяется RC-цепочками R7, C4 и R8, C5, а амплитуда – элементами R11, R12, VD4. Амплитуда импульса управления остается стабильной при колебаниях напряжения питающей сети в процессе работы ИИСТ. Ключ VT5 с элементами R18, R19, VD7 быстро разряжает указанные выше времязадающие емкости после отключения ИИСТ от сети и подготавливает таким образом БУТ к повторному включению. Питание схемы БУТ организовано от отдельного выпрямителя VD1 c балластными конденсаторами С1 и С2. К соединителю Х1 подключен светодиод VD10, индицирующий состояние готовности ИИСТ к работе.
Следует отметить два обстоятельства: во-первых, возможны другие варианты организации питания БУТ. Например, часто используемое решение – питание от дополнительной обмотки силового трансформатора или от дополнительного канала блока питания А3. Все перечисленные способы имеют свои достоинства и недостатки, анализ которых привел к выбору варианта питания, показанному на рис.2. Во-вторых, в «бюджетных» ИИСТ как правило вместо тиристора используется электромагнитное реле. Этот вариант позволяет снизить мощность потерь на величину мощности, рассеиваемой тиристором, но, по мнению автора, характеризуется меньшей надежностью, по крайней мере, если рассматривать те типы реле, которые применяются в «бюджетных» ИИСТ. Электромагнитные реле, обеспечивающие высокую надежность работы, имеют стоимость и габариты заметно превышающие аналогичные параметры массовых тиристоров в корпусах ТО-247.
СИЛОВАЯ ЧАСТЬ
Выбор оптимальной топологии силовой части ИИСТ является важным этапом разработки сварочного инвертора. Анализ промышленных ИИСТ, выпускаемых ведущими вендорами, и публикаций, посвященных источникам питания сварочной дуги, позволяет утверждать, что силовая часть большинства ИИСТ построена по топологии одного из следующих типов: мостовой конвертер, полу-мостовой конвертер либо однотактный прямоходовой мостовой конвертер (ОПМК), который часто называют просто «косой мост». Стоимость и параметры современной силовой элементной базы таковы, что для реализации ИИСТ на ток до 150 А с питанием от однофазной сети оптимальной и достаточной является топология ОПМК и явных причин применения двухтактных типов преобразователей нет. Главным достоинством ОПМК в качестве основы сварочного инвертора является его высокая надежность. ОПМК свободен от недостатков двухтактных конвертеров: принципиальное отсутствие возможности протекания сквозных токов через «стойку» силовых ключей и отсутствие проблемы симметрирования процесса перемагничивания магнитопровода силового трансформатора из-за существования потенциальной возможности его динамического замагничивания при работе двухтактного преобразователя на такую высокодинамичную нагрузку, какой является сварочная дуга.
Кроме этого напряжение на закрытом транзисторе не превышает величины напряжения питания ОПМК, а энергия, запасаемая в паразитной индуктивности рассеивания, эффективно рекуперируется в источник питания конвертера.
По указанным причинам в качестве силовой части предлагаемого ИИСТ был выбран ОПМК с демпфирующей цепью (ДЦ) бездиссипативного типа. Собственно «косой мост» представляет собой ключевые транзисторы VT1, VT2 , рекуперационные диоды VD3, VD5, силовой трансформатор Т2, выходной выпрямитель VD7-VD9 и дроссель выходного фильтра L2. Применение ДЦ («снаббера») обусловлено необходимостью снижения коммутационных потерь в силовых ключах VT1 и VT2 в момент их выключения. Включение транзисторов происходит «мягко», с малыми ключевыми потерями благодаря затянутому фронту тока коллектора из-за наличия индуктивности рассеивания, поэтому не требуется каких-либо дополнительных мер для снижения потерь «на выключение».
Демпфирующая цепь VD4, VD6, L1, C3 (рис.1) была предложена в [2] и применялась в составе лабораторного макета ИИСТ с топологией ОПМК [3]. К достоинствам данной ДЦ можно отнести ее схемотехническую простоту и отсутствие влияния на процесс перемагничивания магнитопровода силового трансформатора, в отличие от ДЦ некоторых других распространенных типов [4]. Вторичный выпрямитель особенностей не имеет. Номиналы элементов демпфирующих цепей С4, R2 и C5, R3 уточнялись под параметры конкретного силового трансформатора и монтажа. Варистор RU3 предназначен для ограничения выбросов напряжения на выходе ИИСТ, возникающих при отрыве электрода из-за большой энергии, запасенной в дросселе L2. Индуктивность L2 выбирается исходя величины пульсаций тока дуги при его минимальном значении. Так как систематической информации о влиянии величины пульсаций сварочного тока на параметры сварочного соединения не достаточно для определения минимальной величины L2, величина индуктивности выходного дросселя выбрана на основе анализа конструкций ИИСТ промышленного производства и компромисса между массо-габаритными параметрами дросселя и величиной пульсаций. Расчет параметров дросселя проводился по методике, предложенной в [5] с последующим уточнением на модели силовой части в схемотехнической САПР Micro-CAP 9. Не желательно снижать индуктивность L2, так как это приведет к росту переменной составляющей индукции в магнитопроводе, а именно она является источником магнитных потерь в магнитопроводе дросселя, который изготовлен из электротехнической стали, а частота пульсаций порядка 40 кГц. Конструктивно L2 выполнен на магнитопроводе из электротехнической стали типоразмера ШЛ20х25, собранного с зазором между боковыми кернами 1,5 мм. Обмотка содержит 16 витков медной полосой 0,5х40 мм.
Силовой трансформатор Т2 выполнен на магнитопроводе EPCOS E70/33/32 B66371 N87. Обмотка w1 содержит 18 витков в два провода ПЭВ-2 1,8, обмотка w2 - 6 витков медной лентой 0,5х40 мм. Количество витков обмоток рассчитывалось исходя из параметров феррита N87 и рабочей частоты преобразователя. Для снижения индуктивности рассеивания вторичная обмотка размещена между секциями первичной обмотки. Каждая секция w1 содержит 9 витков, секции соединены последовательно. Индуктивность рассеивания изготовленного таким образом трансформатора составила 5 мкГн, намагничивания – 1640 мкГн. С целью снижения величины остаточной индукции половины сердечника собраны с зазором 0,02 мм. Возможно применение сердечника типоразмера Е65/32/27 В66387 N87, но с ухудшением теплового режима трансформатора. Существует определенная специфика расчетов параметров силовых трансформаторов ИИСТ. В связи с повторно-кратковременным режимом работы сварочного инвертора и стремлением производителей максимально улучшить массо-габаритные показатели оборудования трансформаторы в составе ИИСТ используются в форсированном режиме: с максимальной рабочей индукцией и плотностью тока в обмотках. Типичными значениями плотности тока обмоток силового трансформатора ИИСТ являются величины порядка 8 – 12 А/, что существенно превышает аналогичный параметр силовых трансформаторов, входящих в состав ключевого источника питания непрерывного действия. По этой причине, как правило, температура трансформатора ИИСТ контролируется с помощью датчика, который входит в состав блока защиты ИИСТ от перегрева. При таком подходе к конструированию силовых трансформаторов ИИСТ теряет свой традиционный смысл понятие габаритной мощности трансформатора. Трансформатор рассчитывается по критериям минимальной массы и стоимости так, чтобы в режиме принудительного охлаждения показатель продолжительности нагрузки (ПН) сварочного инвертора на максимальном токе составлял 20 – 35%.
Последним элементом блока А2 рассматриваемого ИИСТ является трансформатор тока Т1, служащий для измерения амплитудного значения тока первичной обмотки и силовых транзисторов. Напряжение со вторичной обмотки Т1 подается на плату А5 ШИМ-контроллера для организации защиты силовых ключей от перегрузки по току.
ДРАЙВЕРЫ СИЛОВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
В состав силового блока А2 входят драйверы транзисторов VT1 и VT2. Схема драйверов приведена на рис.3. Как видно из рисунка, используются интегральные драйверы с оптической развязкой между входом и выходом HCPL316J производства фирмы Avago Technologies [6]. На инвертирующий вход “-In” драйвера подается инвертированный управляющий сигнал ШИМ с выхода микросхемы TL494, расположенной на плате А5. На неинвертирующий вход “+In” подается сигнал с выхода триггера узла защиты силовых транзисторов от перегрузки по току. При штатном режиме работы на входе “+In” поддерживается постоянный высокий уровень (+5 В). Напряжение питания +5 В входной части драйвера подается на выводы Vcc1 и GND, а напряжение питания выходных каскадов +24 В – на выводы Vc, Vcc, Vee. C помощью параметрического стабилизатора на элементах VD9, R8, C9, C10 и VD12, R9, C14, C15 организовано псевдо-двуполярное питание выходного каскада драйвера, что позволяет сформировать двуполярные импульсы управления затворами силовых транзисторов. В течение нерабочего полупериода на затворы силовых транзисторов подается отрицательное запирающее напряжение, равное напряжению стабилизации стабилитрона VD9 (VD12), в данном случае – 6,8 В. Такой способ управления повышает помехозащищенность силовых ключей по цепи затвора. Управляющий сигнал ШИМ подается на затворы G1 и G2 силовых ключей через затворные резисторы R3, R7. Диоды VD7,8,10,11 служат для защиты затворов от выбросов напряжения при переключении силового транзистора. Резисторы R10, R11 обеспечивают гарантированную связь между затворами и эмиттерами по постоянному току.
В составе микросхемы HCPL316J входит узел защиты силового транзистора от перегрузки по току, которая распознается по величине напряжения Vcesat насыщения «коллектор-эмиттер» . Заводская установка значения Vcesat, при котором срабатывает узел защиты и выключает силовой транзистор, равна 7 В, но может быть снижена с помощью последовательного включения диодов между входом “Desat” и коллектором силового транзистора. В данной реализации защита выключает силовой транзистор при Vcesat=5 вольт. Эта пороговая величина напряжения насыщения Vcesat выбрана с учетом ВАХ применяемых транзисторов. При токовой перегрузке силового транзистора напряжение Vcesat становится больше 5 В и узел защиты драйвера выключает силовой транзистор. Вместе с этим на выходе “Fault” («Авария») устанавливается активный низкий уровень. Напряжение с выхода “Fault” подается на плату А5 ШИМ-контроллера и блокирует работу микросхемы TL494. В таком состоянии драйвер будет находиться до тех пор, пока на его вход “Reset” не будет подан импульс сброса. Импульс сброса формируется локально из сигнала “Fault” с помощью одновибраторов на элементах микросхемы DD1. Первый одновибратор с времязадающими элементами R4, C4 формирует паузу, в течение которой возможно будет устранена причина перегрузки и снизится температура кристаллов силовых транзисторов. После истечения времени паузы второй одновибратор с времязадающей цепью R5, C5 формирует импульс сброса, который после инвертирования подается на вход “Reset” с активным низким уровнем. После сброса драйвер переходит в штатное состояние и готов принимать по входам управляющие импульсы. На выходе “Fault” устанавливается высокий уровень, с ШИМ-контроллера снимается блокировка, происходит его мягкий старт и нормальный режим работы ИИСТ восстанавливается. В том случае, если после формирования сигнала “Reset” причина перегрузки не устранена, сварочный инвертор переходит в «икающий» режим работы – происходят периодические попытки перезапуска с периодом порядка 250 мc.
ШИМ – КОНТРОЛЛЕР
Схемотехническая реализация и выбор собственно микросхемы ШИМ-контроллера зависит, прежде всего, от набора сервисных функций ИИСТ, а также способа стабилизации и регулирования сварочного тока. В профессиональных аппаратах применяется регулирование по среднему значению тока нагрузки, для чего ток измеряется непосредственно в цепи нагрузки с помощью резистивного шунта либо трансдьюсера –датчика тока на эффекте Холла. Непосредственное измерение тока нагрузки позволяет получить высокую точность стабилизации тока дуги, а регулирование «по среднему» - хорошую устойчивость преобразователя «в целом» благодаря узкой полосе пропускания в замкнутой петле отрицательной обратной связи по току. К практическим недостаткам этого метода можно отнести высокую стоимость трансдьюсеров, поэтому в бытовых, «бюджетных» ИИСТ, как правило, используется иной подход: стабилизация тока дуги по максимальному, амплитудному значению тока первичной обмотки (силовых транзисторов). Измерение тока ключей производится с помощью обычного трансформатора тока, для управления ключами применяются ШИМ-контроллеры с «токовым режимом» (current mode PWM controller), например, такие как UC384x. При таком способе регулирования не удается получить крутопадающую статическую ВАХ (что, впрочем, не обязательно для «бюджетного» ИИСТ), ток короткого замыкания ИИСТ может существенно превышать ток задания из-за достаточно большой задержки распространения сигнала в цепи токовой ООС и ненулевого значения тока намагничивания силового трансформатора, а также пульсаций выходного дросселя [7].
Амплитудное значение тока ключей (первичной обмотки) должно контролироваться блоком управления силовой частью практически непрерывно (в идеальном случае), что требует широкой полосы пропускания по цепи токовой ООС, а это затрудняет получение устойчивой работы преобразователя. При стабилизации амплитудного значения тока первичной обмотки ОПМК преобразователь работает в режиме внутренней петли ООС и, строго говоря, «не точно знает», что происходит с током нагрузки. В качестве примера ИИСТ с подобным способом регулирования тока дуги можно привести сварочный инвертор ESAB Caddy LHO 150, однако, дальнейшего развития это направление в изделиях ESAB не получило. Тем не менее, значительное количество малоизвестных производителей ИИСТ из юго-восточной Азии широко применяют такой способ регулирования тока в своих «бюджетных» инверторах, что оправдано для оборудования этого класса и радиолюбительского.
В предлагаемом ИИСТ реализован способ регулирования по среднему току нагрузки, для измерения которого используется датчик тока с элементом Холла CSLA1DG производства фирмы Honeywell [8]. Данный датчик имеет выход по напряжению, однополярное питание, удовлетворительные точностные параметры и быстродействие и относится к категории недорогих трансдьюсеров. В отсутствие измеряемого тока на выходе датчика устанавливается напряжение, равное половине напряжения питания. Типовое значение крутизны составляет 13 мВ/А, что приблизительно в 30 раз превышает коэффициент преобразования стандартных шунтов 150 А – 75 мВ, 200 А – 75 мВ, а также обеспечивается гальваническая развязка между измеряемой цепью и выходом датчика.
Схема ШИМ-контроллера приведена на рис. 4. Сигнал пропорциональный току нагрузки с выхода датчика CS1 через простейший ФНЧ в виде цепочки R10, C4 подается на неинвертирующий вход усилителя ошибки микросхемы DA1. На инвертирующий вход подается опорное напряжение с эмиттерного повторителя VT2. Само опорное напряжение формируется резистивным делителем R1 – R4 и внешним переменным резистором R1 «Ток» (рис.1), выведенным на переднюю панель и предназначенного для регулировки тока дуги (резистор R5 является технологическим). Ключ VT1 в штатном режиме работы ИИСТ находится в разомкнутом состоянии. Коэффициент передачи усилителя ошибки задается резисторами R8, R11, коррекция АЧХ производится простейшим способом с помощью интегрирующей емкости С3. Второй усилитель микросхемы DA1 не используется. Частота внутреннего генератора DA1 определяется номиналами R12, С5 и составляет 86 кГц, таким образом, частота коммутации силовых транзисторов равна 43 кГц. Вход “DTC” используется для: а) блокировки DA1 при поступлении сигнала “Fault” от драйвера силового транзистора блока А2 либо сигнала “Overheat” («Перегрев») с платы А4 блока термоконтроля, б) для организации обратной связи по выходному напряжению, в) для плавного запуска силовой части ИИСТ при его включении в сеть 220 В либо перезапуска после снятия сигналов “Fault” или “Overheat”. Сигнал “Fault” или “Overheat” с низким активным уровнем открывает ключ VT3, вследствие чего конденсатор С12 быстро разряжается, открывается ключ VT4, включается светодиод VD11 «Авария» на передней панели аппарата и на вход “DTC” микросхемы DA1 подается напряжение Vref, равное +5 В. В результате этого DA1 перестает вырабатывать управляющие импульсы и на ее выходе “С2” устанавливается постоянный уровень +5 В. При возврате уровня сигнала “Fault” или “Overheat” к нормальному значению +5 В транзистор VT3 закрывается, конденсатор С12 медленно заряжается через резистор R7, напряжение на входе “DTC” плавно снижается до нуля, а на выходе “С2” восстанавливаются импульсы инвертированной ШИМ с плавно нарастающим коэффициентом заполнения D до максимально возможного Dmax=0,45. Светодиод «Авария» выключается.
Обратная связь по выходному напряжению организована с помощью оптрона DA2, нагруженного на делитель R14, R17, резистора R15 (подбирается при настройке по требуемому уровню выходного напряжения) и развязывающего диода VD1.
На вход DA2 через соединитель Х10 подается ток, пропорциональный величине выходного напряжения ИИСТ, который формируется с помощью элементов R32-R34 и С12, расположенными на плате А4. В результате действия данной петли ООС по выходному напряжению ограничивается размах индукции в магнитопроводе силового трансформатора на холостом ходе и детектируется состояние короткого замыкания (КЗ) в нагрузке. Нагрузка считается короткозамкнутой, если напряжение на выходных разъемах ИИСТ становится ниже 9 вольт. В этом случае напряжение на неинвертирующем входе компаратора КЗ, выполненного на DA3, становится меньше опорного, поданного на его инвертирующий вход. Напряжение на выходе DA3 уменьшается до нуля и спадом этого напряжения запускается схема формирования паузы на микросхеме DD3. Время задержки задается элементами R38 и С15. При указанных на схеме номиналах оно составляет порядка двух секунд. По истечению времени паузы открывается транзистор VT5 и на затвор ключа VT1 подается открывающее напряжение +12 В, VT1 открывается, шунтирует регулятор тока R1, в результате чего на опорный вход DA1 подается фиксированное напряжение с делителя R3, R4, величина которого соответствует минимальному току нагрузки 15 А. После снятия КЗ состояния выходов DA3 и DD3 возвращаются к исходным значениям, транзистор VT1 закрывается и ИИСТ снова работает в соответствии с заданием по току нагрузки, определяемым резистором R1 «Ток». При открытом VT5 горит светодиод VD11 «КЗ», который размещен на плате А5 и служит для контроля состояния схемы «антизалипания» при настройке. Также на плате установлен технологический светодиод VD11.2, индицирующий состояние выхода ШИМ микросхемы DA1.
Последний узел, входящий в состав блока А5 – схема защиты силовых транзисторов от перегрузки по току. Датчиком тока силовых транзисторов является трансформатор тока Т1 блока А2. Напряжение со вторичной обмотки Т1 через соединитель Х3 и однополупериодный выпрямитель на диоде VD7 подается на токоизмерительные резисторы R32, R33, напряжение на которых соответствует форме тока коллектора силовых транзисторов и пропорционально его величине. Цепь VD8, VD9 служит для ограничения напряжения на обмотке Т1 на достаточном для гарантированного размагничивания магнитопровода трансформатора Т1 уровне в течение нерабочего полупериода. Напряжение с R32, R33 через RC-фильтр нижних частот R31, C13 поступает на вход триггера Шмидта DD2.2, который используется в качестве быстродействующего компаратора с фиксированным пороговым напряжением равным 1,5 В. При указанных на схеме номиналах резисторов R32 и R33 напряжение на них достигает значения порогового при амплитудном значении тока силовых транзисторов порядка 60 А. В этом случае выход DD2.2 переключается в состояние с низким уровнем, который поступает на вход установки триггера DD1. На выходе “Q” триггера DD1 устанавливается высокий уровень, который через диод VD2 поступает на вход “DTC” м/с DA1, в результате чего DA1 блокируется. Одновременно с этим сигнал низкого логический уровня с инверсного выхода DD1 поступает на вход “+In” обоих драйверов HCPL316J и блокирует их работу. В конце каждого полупериода рабочей частоты Fsw=43 кГц триггер DD1 возвращается в исходное состояние импульсом cброса по входу “R”. Короткий импульс сброса длительностью 0,7 мкc формируется из напряжения «пилы» с вывода “Ct” микросхемы DA1 с помощью одновибратора на элементах DD23, DD2.4. Таким образом, работа схемы защиты синхронизируется с последовательностью управляющих импульсов микросхемы DA1 и, фактически, является аналогом блока токового компаратора, входящего в состав микросхем серии UC384x и отсутствующего в составе TL494. Следует обратить внимание на то, что уровни напряжения «пилы» и напряжения на входе элемента DD2.2 таковы, что замена микросхем серии HCT на более распространенную НС не допускается.
Продолжение следует.