В настоящее время все большее применение получают полумостовые и мостовые LLС резонансные преобразователи. Их применяют благодаря высокой эффективности (меньшим коммутационным потерям) при высокой частоте коммутации. Работа на более высоких частотах значительно уменьшает размер пассивных компонентов, таких как трансформаторы, дроссели и фильтры. Коммутационные потери являются препятствием работе на высокой частоте. Именно для уменьшения потерь переключения используют резонансный метод. Это метод использует передачу мощности по синусу, при котором переключающие транзисторы будут работать с мягкой коммутацией, что облегчит им жизнь.
Среди различных видов резонансных преобразователей, простой и самый популярный резонансный попреобразователь являются последовательный LC резонансный преобразователь, где цепь выпрямителя нагрузки включена последовательно с LC резонансной цепью, как показано на рисунке.
Но в данной статье будет предложен LLC резонансный преобразователь схема которого немного отличается от этой. LLC резонансный преобразователь является модификацией последовательного LC резонансного преобразователя, в который добавлена еще одна индуктивность, размещенная параллельно первичной обмотки трансформатора, как показано на рис. 2 и ее роль вполне может выполнить индуктивность рассеяния трансформатора.
Этот преобразователь будет очень эффективным для применения с высоким входным напряжением, где потери на переключение преобладают.
В большинстве практических дизайнов, эта индуктивность реализуется с помощью индуктивности намагничивания трансформатора Lm, которая в LLC резонансном преобразователе в 3 ~ 8 раз больше Lr, это может быть реализовано путем введения воздушного зазора в трансформаторе. LLC резонансный преобразователь имеет преимущества перед другими преобразователями.
Он может регулировать выход в широком диапазоне колебаний нагрузки и напряжения питания с относительно малым изменением частоты переключения.
Кроме того мы добиваемся коммутации при нулевом напряжении (ZVS) во всем рабочем диапазоне используя синус,
и индуктивность намагничивания трансформатора используется для достижения мягкого переключения. Эта статья предлагает читателю мои соображения по проектированию LLC резонансного полумостового преобразователя на микросхеме FAN7621.
Не буду утомлять читателей теорией этой резонансной топологии, всем желающим узнать об этом подробнее рекомендую ссылку:
http://valvolodin.narod.ru/sprav/AN4151ru.pdf
Приведу лишь свои расчеты по преобразователю:
Расчет обвязки FAN7621 для 100кгц и 200 кгц по AN4151.
На 250 вт мощности при входном 400 вольт ( предположим что на входе стоит активный корректор мощности с напряжением 400 вольт на выходе корректора мощности) и выходным напряжении 120 вольт и временем пропадания напряжения 20m ( частота 50 гц) емкость входного конденсатора на входе примем 470 мкф. Также примем кпд.=0.92 тогда необходимая мощность на выходе Pin=250/0.92=272вт, и минимальное входное напряжение Vinmin=(400^2-2*272*0.02/(470*0.000001)) =370 вольт, (при конденсаторе 220 мкф получим 332 вольт).
Определяем коэф передачи для резонансной цепи. При m=Lp/Lr=5 получим Mmin=(5/(5-1))^0.5=1.12. Mmax=400/370*1.12=1.22.
Далее определяем коэф трансформации трансформатора:
N=(400/2*(120+0.9))*1.12=1.85.
Теперь рассчитаем эквивалентное сопротивление нагрузки: Rac=(8*1.85^2*120^2)/(3.14*3.14*272)=147
Далее делаем расчет резонансной цепи при Mmax=1.22 с 15% запасом 1.22*1.15=1,403=1.4 получаем по рис19 в указанной аппноте Q=0.43:
Для 100кгц Cr=1/(2*3.14*0.43*100000*147)=25.2nH тогда Lr=1/((2*3.14*100000)^2*(25.2*0.000000001))=100.6uH и Lp=95.2*5=503uH
И второй вариант.
Для 200кгц будем иметь соответственно Cr=12.6nF Lr=1/((2*3.14*200000)^2*(12.6*0.00000001))=50.3uH и Lp=251.5uH.
Далее выбираем трансформатор, не буду приводить подробности выложу последний вариант:
E40/16/12 материал N87 на 100кгц: А=149мм^2 также из кривой рис21 получаем минимальную частота для min/max коэф передачи 87кгц. Принимаем размах индукции дельтаВ=0.3 и считаем число витков первички: N=1.85*(120+0.9)/(2*87000*0.3*1.12*0.000149)=25.7=26витков Тогда вторичка будет: 15*1.85=27.75>26принимаем 14 витков, , труднее рассчитать необходимый воздушный зазор, но я использую для этого MDT ( Magnetic Design Tool от EPCOS ) получаем воздушный зазор 0.22мм.
EER35/40/11 материал N87 на 200кгц. А=111мм^2. Из рис21 получаем минимальную частоту для mim/max коэф передачи ( примерно) 176кгц. При размахе индукции дельтаВ=0.3 считаем число витков первички: N=17.03=18 витков. Тогда число витков вторички будет 11 11*1.85=20.35>18 соответственно используя MDT получаем зазор =0.14mm
Конфигурацию и расчет схемы управления приводить не буду чтобы не утомлять читателей, об этом подробно написано в указанной выше аппноте AN4151ru. Теперь полученные расчетным путем данные проверим используя LTSpice: учтем что выхода микросхемы FAN7621 не раскачают мощный транзистор, согласно даташиту
входная емкость транзисторов не должна быть выше 1000pF выберем IRF840 а перед ними поставим pnp -транзистор для лучшего закрывания выбранных транзисторов IRF840. А также установим элемент G_loop из библиотеки Валентина Володина, за что ему огромное спасибо, благодаря этому элементу можем легко увидеть петлю гистерезиса ферритового трансформатора.
А это в импульсном источнике пожалуй самое важное условие работоспособности схемы.
получаем вот такую схему:
получим на выходе заявленные 120 вольт:
Выведу на экран размах индукции, как доказательство работоспособности схемы, как видим размах индукции не превышает 0.27 Т в установившемся режиме.
размах индукции резонансного преобразователя на частоте 100кгц.
в этом видео результаты расчетов и проверка схемотехники в симуляторе LTSpice.
Как видим резонанс в преобразователе это не сложно, если есть вопросы пишите на sergei11212324@yandex.ru.